【発明の詳細な説明】
【関連出願の表示】
【０００１】
本願は、２００５年６月３日出願の米国仮特許出願第６０／６８７，０１２号、第６０／６８７，１６６号、第６０／６８７，１４８号、第６０／６８７，１６７号、第６０／６８７，０３９号、および第６０／６８７，０３７号、ならびに２００６年２月１６日出願の米国仮特許出願第６０／７７４，８４３号に対する優先権を主張し、これらを参照によりここに援用する。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、一般に、キャパシタンスの検出に関し、より詳細には、切り替え電荷移動手法を使用して、測定可能なキャパシタンスを検出することができる装置、システムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
電荷、電流または電圧に反応する静電容量センサ／検知システムは、位置または近接度（あるいは移動、存在または任意の同様の情報）の検出に使用することができ、コンピュータ、携帯情報端末（ＰＤＡ）、メディアプレーヤおよびレコーダ、ビデオゲームプレーヤ、家電製品、携帯電話、公衆電話、ＰＯＳ端末装置、現金自動預入支払機、キオスクなどのための入力装置として一般に使用されている。容量検知手法は、ユーザ入力ボタン、スライド制御、スクロールリング、スクロールストリップや、他のタイプの入力装置や制御装置などの用途に使用される。このような用途に使用される静電容量センサの１つのタイプに、ボタン型のセンサがあり、これは、入力の近接度または存在に関する情報を提供するために使用することができる。このような用途に使用される静電容量センサの別のタイプにタッチパッド型のセンサがあり、これは、１軸（一次元センサ）、２軸（二次元センサ）または、これ以上の次元の軸に対する位置、移動および／または類似の情報など、入力に関する情報を提供するために使用されうる。また、ボタン型のセンサとタッチパッド型のセンサの両方は、任意選択で、入力に関連する力、継続時間または容量結合の量を示す指標といった、追加の情報を提供するように構成されてもよい。容量検知技術に基づいた一次元および二次元のタッチパッド型のセンサの一例は、トレント（Trent）らによる米国特許出願公開第２００４／０２５２１０９号明細書、ならびにギレスピー（Gillespie）らに付与された、１９９９年３月９日発行の米国特許第５，８８０，４１１号明細書に記載されている。このような一次元および二次元のセンサは、例えば、ハンドヘルド型コンピュータやノートブック型コンピュータなどの電子システムの入力装置に容易に見つけることができる。
【０００４】
ユーザは、通常、静電容量式の入力装置の上またはその中に位置する１つ以上のセンサの検知領域にある当該入力装置の近くに、１本以上の指、スタイラスおよび／または物体を置くか、あるいはこれを移動させることによって、この入力装置を操作する。これが、検知領域に印加されているキャリア信号に静電容量効果を引き起こし、これが検知され、検知領域に対する刺激の位置情報（位置、近接度、移動または類似の情報など）と相関されうる。今度は、この位置情報を使用して、ディスプレイ画面上のテキスト、グラフィック、カーソル、ハイライト表示および／またはその他の標識の任意の組合せを、選択、移動、スクロールまたは操作することができる。また、この位置情報を使用して、音量を制御したり、輝度を調整したり、その他の目的を達するなどのために、インタフェースと対話することもできる。
【０００５】
静電容量センサが広く採用されているものの、センサの設計者は、センサの機能性と効率を向上させる方法を模索し続けている。より詳細には、技術者は、このようなセンサに対する疑似ノイズの影響を低減させるようにたゆまず努力を続けている。例えば、現在、多くの静電容量センサは、検知領域を外部ノイズ信号と内部ノイズ信号から遮蔽するグラウンドプレーンまたはその他の構造を有する。グラウンドプレーンやほぼ一定の電圧に保持されたほかのタイプの遮蔽は、擬似信号の一部がセンサの動作に干渉することを有効に阻止することができるが、これらは、寄生容量を増加させるなどにより、センサの分解能を低下させたり、寄生効果を上昇させることもある。このため、このような装置の性能は理想的なものからはほど遠い。
【０００６】
したがって、疑似ノイズ信号の結果生じうる悪影響の一部を少なくとも防止したり、分解能を改善するために、可測キャパシタンスを迅速、効果的かつ効率的に検出するためのシステムおよび方法を提供することが望ましい。更に、入手が容易な部品（標準的なＩＣ、マイクロコントローラおよび受動部品など）を使用して実装できる方式を生み出すことが望ましい。ほかの望ましい特徴および性質は、添付の図面と上記の技術分野と背景技術を併せて読めば、下記の詳細な説明と添付の特許請求の範囲から明らかとなるであろう。
【発明の開示】
【０００７】
複数の検知電極および少なくとも１つの保護電極を有するセンサにおける近接度の検出のために可測キャパシタンスを決定する方法、システムおよび装置が記載される。電荷移動プロセスが、少なくとも２回の実行回数、実行される。前記電荷移動プロセスは、第１のスイッチを使用して前記複数の検知電極の少なくとも１つに所定の電圧を印加するステップと、第２のスイッチを使用して前記少なくとも１つの保護電極に第１の保護電圧を印加するステップと、前記複数の検知電極の前記少なくとも１つと、フィルタキャパシタンスとの間で電荷を再分配するステップと、前記少なくとも１つの保護電極に、前記第１の保護電圧と異なる第２の保護電圧を印加するステップとを有する。近接度の検出のために前記可測キャパシタンスを決定すべく、少なくとも１つの結果を得るために、少なくとも１回の実行回数、前記フィルタキャパシタンス上の電圧が測定される。
【０００８】
ここに記載した方法を使用して、保護付きのキャパシタンス検出方式を、入手が容易な部品を使用して簡便に実装することができ、これは、ボタン、スライダ、カーソル制御またはユーザインターフェースナビゲーション機能またはほかの任意の機能を実装している静電容量センサに対する指、スタイラスまたはその他の物体の位置を検知するうえで特に有用でありうる。
【０００９】
以下、図面を参照して本発明のさまざまな態様を記載する。図面において同じ参照符号は類似する要素を参照している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下の詳細な説明は、本来例示的なものに過ぎず、本発明または本発明の用途および利用を限定することを意図したものではない。更に、上記の技術分野、背景技術、発明の開示、あるいは以下の詳細な説明に明示または暗示した理論により拘束されることを意図するものではない。
【００１１】
各種の例示的な実施形態によれば、キャパシタンス検出および／または測定回路は、２つ以上のスイッチを使用して容易に作製することができる。更に、１つ以上の追加のスイッチと、１つ以上の受動電気回路網（単純なワイヤのこともあれば、複雑な回路網のこともある）を使用して、保護電極に２つ以上の保護電圧による保護信号が印加されうる。これを用いて、センサを望ましくない電気的結合から遮蔽して、これによりセンサの性能を改善することができる。代表的な実装では、電荷移動プロセスは、２回以上繰返して実行される。電荷移動プロセスでは、スイッチの１つ以上を使用して、可測キャパシタンスに所定の電圧が印加され、第２のスイッチにより保護電極に第１の保護電圧が印加される。次に、可測キャパシタンスが、受動回路網内のフィルタキャパシタンスと電荷を再分配し、保護電極に第２の保護電圧が印加される。このような電荷移動プロセスによって、所定の電圧の印加と、関連する電荷の再分配とを複数回行うと、フィルタキャパシタンス上の電圧が影響を受ける。フィルタキャパシタンス上の電圧は、フィルタキャパシタンス両端の電圧を示す、回路のノードにおける電圧である。またフィルタキャパシタンス上の電圧は、フィルタキャパシタンス両端の電圧そのものとすることもできる。このため、電荷移動プロセスは、フィルタキャパシタンスの「出力」電圧がフィルタされるように、複数回の実行で、フィルタキャパシタンスに電荷をほぼ「積分する」するとみなすことができる。電荷移動プロセスは、スイッチと、抵抗、キャパシタンスおよび／またはインダクタンスなどの受動素子のみを使用して行われうる。電荷移動プロセスを１回以上繰返したら、フィルタキャパシタンス上の電圧（フィルタキャパシタンスにある電荷を表わしている）が測定される。１回以上の測定を使用して、１つ以上の結果が得られ、可測キャパシタンスが決定されうる。フィルタキャパシタンス上の電圧の測定は、フィルタキャパシタンス上の電圧をしきい値電圧と比較とする程度に単純なこともあれば、フィルタキャパシタンスから電荷を引き出して、電圧を複数回測定する多段階のアナログディジタル変換程度に複雑なこともある。これらの手法を使用することにより、指、スタイラスまたはその他の物体の有無または近接度を検出可能なキャパシタンス型位置センサを容易に作製することができる。更に、ここに記載する各種の保護の実施形態は、コストを上昇させ、複雑化させる追加の能動電子部品を必要とせずに、従来のスイッチング機構（制御装置の信号ピンなど）と、受動素子（１つ以上のコンデンサ、抵抗、インダクタなど）のみを使用して、容易に実装することができる。ここに記載する各種の保護手法は、電荷移動の検知手法と同じ部品と方法を使用しうる。このことと、マルチチャネル積分が容易であることと組み合わせると、保護の非常に有効な実装が実現される。この結果、詳細に後述するように、ここに記載する各種の保護方式（このほか、必要な場合には検知方式も）は、入手が容易で、かつ適正な価格の部品を使用して、さまざまな環境において簡便でありながら高信頼で実装することができる。
【００１２】
図１Ａを参照すると、可測キャパシタンスを検出するための例示的な手法８００が示されており、これは、望ましくない電気的結合から可測キャパシタンスを遮蔽する保護を提供する。方法８００は、可測キャパシタンスを検出するために切り替え電荷移動を使用し、物体位置の検出のためのキャパシタンスの検出に特に利用可能である。この手法は、電圧保護を伴う電荷移動プロセス（ステップ８０１）を２回以上実行する（ステップ８１０によって繰り返される）ステップ（ステップ８０１）と、フィルタキャパシタンス上の電圧を選択的に測定して結果を得るステップ（ステップ８２４）の大まかなステップを適切に有する。電荷移動プロセス８０１は、可測キャパシタンスに所定の電圧を印加するステップ（ステップ８０２）を含む。次に、保護電極に第１の保護電圧が印加される（ステップ８０４）。第１の保護電圧は、好ましくは、可測キャパシタンスへの所定の電圧の印加が終わる前に供給される。次に、電荷が、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンスによって再分配される（ステップ８０６）。この文脈において電荷を「再分配する」とは、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンスを結合するために能動的に切り替えること、システムのほかの箇所を能動的に切り替えるか、またはほかの方法によって電荷の移動の向きを規定するか、あるいは休止（quiescence）または他の不活動によってインピーダンスを介した電荷の移動を受動的に可能にすることを指す。次に、保護電極に第２の保護電圧が印加される（ステップ８０８）。第２の保護電圧は、第１の保護電圧とは異なり、好ましくは、電荷の再分配が実質的に終了する前に、保護電極に印加される。電荷移動プロセスが少なくとも１回繰り返されて（ステップ８１０）、電荷移動プロセスの合計回数は少なくとも２回であり、これより多くの回数実行されることもある。電荷移動プロセスは、フィルタキャパシタンス上の電圧がしきい値電圧を超えるか、プロセス８０１が所定の回数実行されるか、あるいはその他の方法に従って繰り返される。電荷移動プロセスの実行のたびに、望ましくない電気的結合から遮蔽するために、第１の保護電圧と第２の保護電圧が供給される。
【００１３】
フィルタキャパシタンス上の電圧の測定を行ない、結果を得るステップ（ステップ８２４）はいつ行われてもよく、電荷移動プロセスの前でも、後でも、あるいはその最中でもよい。更に、各繰り返しに対して、フィルタキャパシタンス８２４上の電圧の測定が、１回あるいは複数回行われても、１回も行われなくてもよく、実行される電荷移動プロセスの回数に対する測定結果の数の比は、１対多、１対１、多対１など、どのような値でもよい。好ましくは、フィルタキャパシタンス上の電圧は、フィルタキャパシタンス上の電圧が実質的に一定のときに測定される。測定結果の１つ以上が可測キャパシタンスの値の決定に使用される。可測キャパシタンスの値は、どのような方法によって取得されてもよい。各種の実施形態では、この決定は、フィルタキャパシタンス上の電圧の測定（フィルタキャパシタンス上の電荷を表わしている）、システム内の既知の部品の値（例えばフィルタキャパシタンス）のほか、電荷移動プロセス８０１が実行された回数に基づいて行われる。直前に記載したように、プロセス８０１が実行される特定の回数は、所定の値、しきい電圧と交差するフィルタキャパシタンス両端の電圧に従って決定されても、それ以外の要素によって適宜行われてもよい。
【００１４】
ステップ８０２～８０８とステップ８２４は、必要に応じて繰り返されうる（ステップ８１０）。例えば、近接センサの実装では、各検知電極に対応する可測キャパシタンスが、通常、１秒間に数回か求められる。これにより、近接センサの近くにある物体の近接度のほかに、この近接度の変化を決定できるようになり、この方法を、ユーザ入力のために装置で使用できるようになる。このため、可測キャパシタンスを、毎秒、何回も求めることが可能となるように、このプロセスは、各検知電極に対して、毎秒、高速で繰り返されうる。
【００１５】
プロセス８００は、どのような方法によっても実行することができる。各種の実施形態では、プロセス８００は、コントローラまたは他の任意のディジタル記録媒体内に存在しているかまたはこれらと通信しているメモリなど（例えば、光学ディスクまたは磁気ディスク、搬送波で伝送される被変調信号など）のディジタルメモリに存在するソフトウェアまたはファームウェアによって実行される。上で述べたプロセス８００と、その各種の等価物および派生物は、任意の種類のプログラムされた回路またはその他の論理によって適宜実行することができる。
【００１６】
第１の保護電圧を印加するステップと第２の保護電圧を印加するステップは、各種の手法および装置によって実装することができる。例えば、保護電圧は、コストを上昇させ、複雑化させる追加の能動電子部品を必要とせずに、スイッチング機構と受動素子（１つ以上のコンデンサ、抵抗、インダクタなど）を使用して供給することができる（ただし、ＤＡＣおよびフォロワを含むこのような能動電子部品も、適切な保護電圧を低インピーダンスで供給するために使用できる）。
【００１７】
次に、図１Ｂを参照すると、例示的な静電容量センサ１００は、３つの検知電極１１２Ａ～Ｃと、１つの保護電極１０６を適切に有する。検知電極１１２Ａ～Ｃは、それぞれ、スイッチ１１６Ａ～Ｃに直接結合されている。また、検知電極１１２Ａ～Ｃは、それぞれフィルタキャパシタンス（「積分キャパシタンス」または「積分フィルタ」とも呼ばれる）１１０（ＣＦ）を介して、受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃにそれぞれ直接結合されている。また、フィルタキャパシタンス１１０は、スイッチ１１８にも直接結合されて図示されている。保護電極１０６は、受動保護回路網１０５と１つ以上のスイッチ１１４を有する保護電圧生成回路１０４に結合されている。保護電圧生成回路１０４は、適切な保護信号（ＶＧ）１０３を供給する。また、図１Ｂには、静電容量センサ１００には含まれず、静電容量センサ１００によって検出される刺激１０１も示されている。図１Ｂには１本のスタイラスが示されているが、刺激１０１は１本以上の指、スタイラス、物体などである。
【００１８】
図１Ｂにはセンサ１００の特定の構成が示されているが、ほかにも多くの構成が可能であることが理解される。静電容量センサ１００の他の実施形態は、センサのために、検知電極、保護電極、フィルタキャパシタンス、受動インピーダンス、スイッチ、保護電圧生成回路、およびコントローラを任意の個数、適宜有しうる。これらの比率は、センサに適した比であればどのような値であってもよく、例えば、検知電極は、受動インピーダンスの有無を問わず、使用する検知方式によって許容される、多対１、１対多、１対１、または多対多の構成で、フィルタキャパシタンスに結合されうる。図１Ｂでは、スイッチ１１４，１１６Ａ～Ｃ，１１８はすべてコントローラ１０２のＩ／Ｏを使用して実装されているが、これは実施形態の一例に過ぎず、これらスイッチやほかのスイッチが、各種の異なる装置（コントローラとは独立している別個のスイッチなど）によって実装されてもよいことを理解すべきである。別例として、センサが、１本のワイヤまたはこれより複雑な回路網から構成される受動保護回路網を使用しても、センサが、１つのスイッチまたは複数のスイッチを使用して保護信号を供給してもよい。（この場合、各マルチプレクサまたはＤＡＣは複数のスイッチを有するため、コントローラのＩ／Ｏ、マルチプレクサ、ディジタル－アナログ変換器（ＤＡＣ）などの１つ以上が使用されうる。）スイッチは、保護信号を供給するために多くの方法で使用され、これには、スイッチのクローズ、スイッチのオープン、あるいはほかの任意の方法（ＰＷＭおよびパルス符号変調など）によってスイッチを作動させることがある。このため、回路のレイアウトに応じて、スイッチをクローズするほか、スイッチをオープンにして電圧を印加することができる。追加のアナログ部品が、（例えば、受動保護回路網１０５の出力をバッファするなどのために）使用されてもよい。
【００１９】
検知電極１１２Ａ～Ｃは可測キャパシタンスを提供しており、その値は、刺激１０１に関連する電界の変化を表している。可測キャパシタンスは、それぞれ、静電容量センサ１００によって検出可能な、関連する検知電極１１２Ａ～Ｃの実効キャパシタンスを表している。「絶対静電容量」検出方式では、可測キャパシタンスは、検知電極からシステムの局所的グラウンドまでの総実効キャパシタンス（total effective capacitance）を表す。「トランスキャパシタンス」検出方式では、可測キャパシタンスは、検知電極と１つ以上の駆動電極の間の総実効キャパシタンスを表している。このため、総実効キャパシタンスは極めて複雑なことがあり、センサの設計と動作環境によって定義されるように、直列および並列のキャパシタンス、抵抗およびインダクタンスが含まれる。しかし、多くの場合、入力からの可測キャパシタンスは、固定のバックグラウンドキャパシタンスと並列の小さな可変キャパシタンスとして単純にモデル化することができる。
【００２０】
可測キャパシタンスを決定するために、任意の個数のスイッチ１１４，１１６Ａ～Ｃを使用して、各種の電極１０６，１１２Ａ～Ｃに適切な電圧信号が印加される。各種の実施形態では、スイッチ１１４，１１６Ａ～Ｃの動作がコントローラ１０２（マイクロプロセッサまたはほかの任意のコントローラであってもよい）によって制御される。スイッチ１１６Ａ～Ｃを使用して適切な信号を印加することによって、それぞれ電極１１２Ａ～Ｃによって示される可測キャパシタンスを求めることができる。更に、スイッチ１１４を使用して適切な信号を印加することによって、センサ１００の動作中に、可測キャパシタンスをノイズやその他の疑似信号の望ましくない影響から遮蔽するために、適切な保護電圧を生成して保護信号１０３が生成され、これが保護電極１０６に出力されうる。
【００２１】
保護電極１０６は、１つ以上の可測キャパシタンスとの望ましくない容量結合を阻止するために、保護信号１０３を含む印加された保護電圧を示すことができる構造であれば、どのようなものであってもよい。図１Ｂには「くし形」の外観を有する保護電極１０６が示されているが、この外観は説明の便宜上示されたものであり、いかなる数の等価な実施形態では、保護電極１０６は、センサ１００の設計に適用可能な、ほかのどのような形または形状であってもよい。例えば、検知電極１１２Ａ～Ｃが、ほかのパターンにレイアウトされていても、またはほかの形状を有していてもよく、保護電極１０６の形状は適切にレイアウトされうる。また、保護電極１０６は、検知電極の組を少なくとも部分的に周囲環境から保護するために、当該検知電極の組の周縁部のすべてまたは一部に配されていてもよい。保護電極１０６は、検知電極の後ろにある電子部品から検知電極を遮蔽するために、検知電極の少なくとも一部の後ろに配されていてもよい。保護電極１０６は、検知電極の相互作用から遮蔽するために、検知電極間に配されてもよい。保護電極は、有用なレベルの保護を提供するためには、検知電極間の間隔の全長に延在していなくても、検知電極の全体を覆っていなくてもよい。例えば、保護電極１０６は、検知電極１１２Ａ～Ｃの一部分のみと平行であるか、あるいは検知電極１１２Ａ～Ｃの一部または全部の間に挟み込まれうる。更に、「トランスキャパシタンス」検出方式が使用される場合には、保護電極１０６は、検知電極１１２Ａ～Ｃと駆動電極間の容量結合に保護電極１０６が干渉する可能性のある領域（検知電極１１２Ａ～Ｃとその駆動電極間の一部の領域など）の周辺に配されうる。後述するように、保護電極１０６と可測キャパシタンス間の容量結合は、スイッチ１１４を介して、適切な保護電圧を印加することで制御することができる。
【００２２】
図１Ｂに示す例示的な実施形態では、検知電極１１２Ａ～Ｃから移動された電荷を受け取るために、１つ以上のコンデンサ（任意の個数の別個のコンデンサなど）によってフィルタキャパシタンス１１０が設けられる。選択される特定のフィルタキャパシタンスの値は、実施形態によって変わりうるが、各フィルタキャパシタンス１１０の容量値は、通常、可測キャパシタンスの容量値よりも遙かに大きい。おそらく、１～２桁程度大きいこともあるが、多くの場合、それよりも数桁以上大きい。例えば、可測キャパシタンスの予測値が数ピコファラド程度のオーダーの場合には、キャパシタンス１１０は、数ナノファラッドのオーダーになるように設計されうる。しかし、フィルタキャパシタンス１１０の実際の値は、特定の実施形態に応じて変わりうる。
【００２３】
図１Ｂには特定の例が示されているが、保護と併用されるキャパシタンス検知の概念は、広範なセンサアーキテクチャ１００にわたって適用可能である。図１Ｂに示す例示的な実施形態では、各検知電極１１２Ａ～Ｃは（このため、関連する可測キャパシタンスの各々も）、関連する受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃを介して共通のフィルタキャパシタンス１１０に結合されている。代替の実施形態では、各可測キャパシタンスに対して複数のフィルタキャパシタンスおよび／または受動インピーダンスを適宜使用することができる。また、代替の実施形態では、複数の可測キャパシタンス間で、受動インピーダンスおよび／またはフィルタキャパシタンスを共有することもできる。受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃ（使用される場合）は、通常、１つ以上の非能動電子部品（例えば、任意のタイプのダイオード、コンデンサ、インダクタ、抵抗など）によって提供される。受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃの各々は、一般に、可測キャパシタンスの充電中に、フィルタキャパシタンス１１０に過大な電流が流れ込むのを阻止するのに十分大きなインピーダンスを有するように設計されており、これについては、下記に詳しく記載する。各種の実施形態では、インピーダンス１０８Ａ～Ｃは、１００ｋΩ以上のオーダーであるが、別の実施形態では、これと大幅に異なるインピーダンス値を使用してもよい。しかし、この場合も、受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃは、電荷の再分配が他の方法で実装される実施形態の全てに存在していなくてもよい。
【００２４】
センサ１００の動作では、スイッチ１１４を使用して保護信号１０３が印加されている間に、１つ以上のスイッチ１１６Ａ～Ｃ，１１８を使用して、電荷移動プロセスと測定プロセスが促進される。ここでも、スイッチ１１４，１１６Ａ～Ｃおよび／または１１８は、コントローラ１０２のＩ／Ｏを使用して実装されて示されているが、任意のタイプの別個のスイッチ、マルチプレクサ、電界効果トランジスタおよび／またはその他の切り替え構造によって実装することができるが、これはほんの一部に過ぎない。別法として、１１４，１１６Ａ～Ｃ，１１８のいずれかは、図１Ｂに示すように、コントローラの出力または入出力（Ｉ／Ｏ）ピンに結合された内部論理／回路によって実装することができる。Ｉ／Ｏピンが使用される場合、これらは、入力機能および／または追加のスイッチを提供しうる。例えば、スイッチ１１８はＩ／Ｏ１１９によって実装することができ、Ｉ／Ｏ１１９自身も、コントローラ１０２内の入力機能に接続しているか、またはこれを有している。入力機能は、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧を直接または間接的に測定するのに使用され、これは、マルチプレクサ、比較器、ヒステリシスのしきい値、ＣＭＯＳしきい値またはアナログディジタル変換器を有しうる。このようなＩ／Ｏピンは、電源電圧に結合された内部スイッチを使用することによって、１つ以上の論理値および／または「高インピーダンス」または「開放」値を切り替え可能に印加することが可能である。この論理値は、何らかの適切な電圧またはその他の信号であってもよい。例えば、論理値「ハイ」または「１」の値は、「高」電圧（５ボルトなど）に対応しており、論理値「ロー」または「０」の値は、比較的「低い」電圧（システムの局地的グラウンド、－５Ｖなど）に対応しうる。選択および印加される特定の信号は、選択した特定のコントローラ１０２、センサ構成および検知方式に応じて、実装ごとに大幅に変わりうる。例えば、適正な電圧を供給するために、電流源、プルアップ抵抗またはディジタル－アナログ変換器（ＤＡＣ）も使用することができ、これは、コントローラ１０２の外部にあっても内部にあってもよい。
【００２５】
多くの実施形態の１つの利点として、従来のティジタルコントローラ（１つ以上のマイクロコントローラ、ティジタル信号処理装置、マイクロプロセッサ、プログラマブルロジックアレイ、集積回路、ほかの制御装置回路などの任意の組み合わせを有する）であるコントローラ１０２と共に、受動素子のみを使用して、非常に用途の広い静電容量センサ１００を容易に実装することができるという点がある。これらのコントローラ製品の多くは、米国アリゾナ州チャンドラー所在のマイクロチップ・テクノロジー（Microchip Technology）、テキサス州オースティン所在のフリースケール・セミコンダクタ（Freescale Semiconductor）、およびテキサス州リチャードソン所在のテキサスインスツルメンツ社などのさまざまな供給元から容易に入手可能である。コントローラ１０２は、ディジタルメモリ（スタティックランダムアクセスメモリ、ダイナミックランダムアクセスメモリまたはフラッシュランダムアクセスメモリなど）を有しうる。ディジタルメモリは、そこに格納されている各種の静電容量センサのための各種の電荷移動処理ルーチンを実行するためのデータおよび命令を記憶するために使用されうる。各種の実施形態の動作において、センサ１００の動作中に行うべき検知電極１１２Ａ～Ｃ、およびこれらに関連する可測キャパシタンスを電気的に作動させることは、スイッチ１１４，１１６Ａ～Ｃ，１１８の操作だけである。このような操作は、コントローラ１０２に格納されている構成、ソフトウェア、ファームウェアまたはその他の命令に応答して行われうる。
【００２６】
電荷移動プロセスは、通常、２回以上繰り返される。このとき、適宜、利用可能な可測キャパシタンスを充電するために、第１のスイッチを使用して、所定の電圧（電源電圧、バッテリ電圧、グラウンドおよび論理信号など）を適宜印加し、フィルタキャパシタンス（１１０など）と電荷を再分配することを能動的あるいは受動的に可能にする。受動的な再分配は、抵抗などのインピーダンスを介した電荷移動によって行うことができ、能動的な再分配は、利用可能な可測キャパシタンスを適切なフィルタキャパシタンスに結合するスイッチを作動させることによって行うことができる。
【００２７】
この所定の電圧は、１つの利便性の高い電圧であることが多く、これには、電源電圧、バッテリ電圧、ディジタル論理レベル、電流源によって駆動される抵抗、これらの電圧の分割電圧または増幅電圧などがある。所定の電圧の値は既知のことが多く、多くの場合一定である。しかし、所定の電圧が、フィルタキャパシタンス（１１０など）上の電圧の測定結果とレシオメトリックな関係を保てば、そうである必要はない。例えば、キャパシタンス検出方式では、フィルタキャパシタンスをリセット電圧にリセットすることが行われ、更に、フィルタキャパシタンスの一方の側の電圧（リセット電圧に対する）をしきい電圧（リセット電圧に対する）と比較することによって、フィルタキャパシタンス上の電圧を測定すること行われうる。このような検知方式では、所定の電圧とリセット電圧の差、およびしきい電圧とリセット電圧の差は、可測キャパシタンスの決定前の電荷移動プロセスの実行にわたって平均すればほぼ相互に比例しているはずである。したがって、可測キャパシタンスを決定するための電荷移動プロセスの実行中は、フィルタキャパシタンス上の電圧の変化の測定に使用するしきい値は、可測キャパシタンスからフィルタキャパシタンスに再分配される電荷のため、フィルタキャパシタンス上の電圧の変化に比例する。より詳細には、所定の電圧がＶｄｄであり、リセット電圧がＧＮＤの場合、しきい電圧は、ＣＭＯＳ入力しきい値（例えば、（１／２）×（Ｖｄｄ－ＧＮＤ））についてレシオメトリックでありえる。
【００２８】
図１Ｂに示す例は、図１Ｃに示す方法で動作されうる。図１Ｂ～Ｃによって示す実施形態では、各スイッチ１１６Ａ～Ｃは「充電パルス」２０１により、所定の電圧を印加する。これは、通常、インピーダンス１０８Ａ～Ｃの、フィルタキャパシタンス１１０とのＲＣ時定数と比べて比較的短く、好ましくは、インピーダンス１０８Ａ～Ｃの、関連する可測キャパシタンスとのＲＣ時定数と比較して比較的短い。これは、電荷移動プロセス中にフィルタキャパシタンス１１０に追加される電荷の大部分が、所定の電圧の印加中に、作動中の可測キャパシタンスに蓄積され、フィルタキャパシタンス１１０と再分配される電荷に由来しており、関連するインピーダンス（１０８Ａ～Ｃなど）を通る電流の流れからほとんど来ないようにするためである。これにより、インピーダンス１０８Ａ～Ｃを通って過剰な電流がリークすることが阻止される。また、図１Ｃには、各充電パルス２０１が、所定の電圧を印加する前に、比較的短い「逆の」「放電電圧」（所定の電圧と同じ大きさであるが逆極性の電圧）を供給することも示されている。放電電圧は、電荷移動プロセス中にインピーダンス１０８Ａ～Ｃを通ってリークする電流を補償するが、これは任意選択の特徴であり、すべての実施形態で必要とされるわけではない。１回の実行において、あるいは実行と実行の間に、所定の電圧に複数の電圧レベルが使用されてもよく、このことは逆電圧にも当てはまる。しかし、多くの場合、所定の電圧と逆電圧（使用する場合）は実質的に一定の電圧である。
【００２９】
以下の説明では、１つの保護電極（１０６など）、１つの可測キャパシタンス（検知電極１１２Ａ～Ｃに関連するものなどなど）、１つのフィルタキャパシタンス１１０と、多くの場合１つの受動インピーダンス（１０８Ａ～Ｃなど）を使用した動作について記載する。この例は、説明をわかりやすくするために挙げたものであり、複数の可測キャパシタンス、受動インピーダンス、およびフィルタキャパシタンスがシステムに含まれていてもよく、これらは連続で（時間的に、少なくとも部分的または完全に独立して）作動されても、あるいは並列で（時間的に、少なくとも部分的または完全に重複して）作動されてもよい。
【００３０】
可測キャパシタンスに所定の電圧を印加したのち、可測キャパシタンスが、フィルタキャパシタンスと電荷を再分配することが可能にされる。可測キャパシタンスが電荷を再分配することを可能にするために、必要な動作は、所定の電圧の印加を中止して、電荷が受動的に移動できるような十分な時間待機するだけである。各種の実施形態では、必要な休止時間が比較的短くても（フィルタキャパシタンスが、低抵抗で可測キャパシタンスと直列に接続されている場合など）、多少の遅延時間が生じてもよい（例えば、可測キャパシタンス、フィルタキャパシタンス、および基準電圧と直列に大きな抵抗を通って電荷が移動する場合など）。別の実施形態では、電荷の移動を可能にする際に、所定の電圧の印加を中止して、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンスを結合するために、コントローラに関連する１つ以上のスイッチを能動的に作動させるか、その他の動作を適宜とるか、この両方が行われうる。例えば、フィルタキャパシタンスとの電荷の再分配は、「シグマデルタ」手法を使用する別の実施形態で行われてもよい。このようなプロセスにより、フィルタキャパシタンスが可測キャパシタンスを介して充電され、「デルタ」キャパシタンス（図示せず）によって放電されるか、この逆が行われる。別例として、フィルタキャパシタンスとの電荷の再分配は、可測キャパシタンスをフィルタキャパシタンスと結合させたり、切り離したり、あるいは、フィルタキャパシタンスを電源電圧と結合させたり、切り離したりするスイッチ（図示せず）を作動させることによって行われてもよい。このような実施形態では、適宜、図１Ｂに１０８Ａ～Ｃとして示すようなインピーダンスが存在しなくても、受動素子または能動素子によって補強されても、受動素子または能動素子に置き換えられてもよい。
【００３１】
可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス間の電荷の再分配が１つ以上の能動素子を使用して行われる（例えば、スイッチを能動的に開閉することによって）電荷移動プロセスでは、能動素子のこのような作動により、再分配期間の開始と終了が明確に示される。同様に、可測キャパシタンスがフィルタキャパシタンスの一端に直結され、スイッチを作動させることによって、フィルタキャパシタンスのもう一端を低インピーダンスの基準電圧に結合する電荷移動プロセスでも、再分配期間の開始と終了が明確に示される。これに対して、電荷を受動的に再分配する電荷移動プロセスでは、電荷の再分配期間がさほど明確に示されない。電荷を受動的に再分配するシステムでは、所定の電圧の印加の終了時に電荷の再分配期間が始まるとみなすことができる。電荷の再分配期間は、その後に行われる充電パルス（後続の電荷移動プロセスの実行のため）の印加時またはその前、および（リセットが使用され、リセットが電荷移動プロセスの組の終了を示す場合には、）フィルタキャパシタンスのリセット時またはその前に終了するはずである。再分配期間は、後続の充電パルスの前およびリセットの前に終了しうる。これは、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス間に再分配されている電荷が無視できるくらい小さくなるほど、電圧が近づくと、電流の流れがほとんど止まるためである。これは、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンスが相互に結合されている間に十分な時間が経過した場合に当てはまる。しかし、後続の充電パルスまたはリセット信号の前に電圧が実質的に等しくならない場合であっても、充電パルスまたはリセット信号が開始されると、電荷の再分配が終了する。これは、フィルタキャパシタンスが可測キャパシタンスに常に結合されている受動的な再分配系（図１Ｂのセンサ１００など）においては、充電パルスまたはリセット信号の印加が、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス間の電荷の再分配よりも優勢となるためである。充電パルスまたはリセット信号の経路が低インピーダンス経路であることは、低インピーダンス源がなくなるまで、フィルタキャパシタンスと再分配される可測キャパシタンスの電荷が無視できる程度に小さくなることを意味する。
【００３２】
測定プロセスは、使用するセンサ構成および検知方式に対して適切であれば、電荷移動プロセスのどの時点で実行されてもよく、電荷移動プロセスの実行回数との測定プロセスの実行回数の比率は、使用するセンサ構成および検知方式に対して適切であれば、どのような比であってもよい。例えば、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス間の電荷の再分配により、フィルタキャパシタンス上の電圧が、収束線から数パーセントの範囲に入った後に、測定プロセスが行われても、電荷移動プロセスが実行されるたびに、測定プロセスが行われてもよい。逆に、所定の電圧の印加中に測定プロセスが行われてもよいが、その時点で、フィルタキャパシタンスが可測キャパシタンスと電荷を再分配しないように適切な措置がとられている場合に限られる。測定プロセスが、電荷移動プロセスの規定の繰返し回数に対してのみ行われても、所定の繰り返し回数が実行された後にのみ行われてもよい。フィルタキャパシタンス上の電圧の測定は、フィルタキャパシタンス上の電圧をしきい値電圧と比較とする程度に単純なこともあれば（「シグマデルタ」方式など）、多段階のアナログ－ディジタル変換程度に複雑なこともある（例えば、電荷移動プロセスが既知の回数実行され、その後、フィルタキャパシタンス上の電圧がマルチビット値として読み出される場合など）。フィルタキャパシタンス上の電圧が、低いしきい値と高いしきい値の間で駆動されるオシレータまたはその他のデュアルスロープ型の検知システム、あるいは、複数のしきい値を使用して、フィルタキャパシタンス上の電圧が測定されるマルチビットＡＤＣでは、複数のしきい値が使用されてもよい。可測キャパシタンスを決定するために、適用可能なように１つ以上の測定が行われて、適宜記憶されうる。
【００３３】
特定のキャパシタンス検知方式に関する更に詳しい詳細は、各種の文献に記載されており、米国特許第５，７３０，１６５号、第６，４６６，０３６号、および第６，３２３，８４６号のほか、２００６年６月３日出願のデビット・イライら（David Ely et al）による「切り替え電荷移動法を使用してキャパシタンスを検出するための方法およびシステム」、ならびに２００６年６月３日出願のカーク・ハーグレーブスら（Kirk Hargreaves et al）の「シグマデルタ測定法を使用してキャパシタンスを検出するための方法およびシステム」に記載されている。この場合も、別の実施形態では、キャパシタンスの検知手法およびセンサのアーキテクチャ１００が大きく異なっていてもよい。
【００３４】
遮蔽または保護のないシステムは、周囲環境によって影響される。このため、上に記載したように、多くの静電容量センサは、検知領域を外部ノイズ信号と内部ノイズ信号から遮蔽するグラウンドプレーンまたはその他の構造を有する。しかし、グラウンドプレーンやほぼ一定の電圧に保持されたほかのタイプの遮蔽は決して理想的ではなく、寄生容量（または、ほかの寄生インピーダンスおよび関連する電荷リーク）の影響を増大させ、分解能またはダイナミックレンジを低下させることがある。これに対して、駆動式の低インピーダンスの保護は、寄生容量の影響を大幅に増大させたり、分解能を低下させることなく、同じような遮蔽を提供することができる。これは、可測キャパシタンスを求める前の電荷移動プロセスの実行中に、保護電極に関連する寄生容量を通って、フィルタキャパシタンス移動する電荷を低減させることによって行う。保護の電圧は、保護する対象と同様の電荷移動プロセスからの出力を使用することによって供給されうる。この出力は、低インピーダンスの複数の検知チャネルを保護するためのバッファ（または他のフォロア回路）への入力として供給されうる。別法として、これらの保護電圧が、追加のバッファが不要なように、本来的に低インピーダンスの保護信号を供給する保護電荷移動プロセス（保護目的のために実行される）を使用することによって、直接供給されてもよい。この保護電荷移動プロセスは、検知に使用される電荷移動プロセスと同様なものでもよいが、これは必須ではない。
【００３５】
代表的な電荷移動検知方式では、電荷移動プロセスを複数回（多くの場合、何百回以上）実行して、可測キャパシタンスを１回決定するために使用する測定結果を得ている。１回の決定に使用される測定の前に行われる電荷移動プロセスの組は、実施形態によって変わる。４つの例を挙げると、しきい値まで充電する「最終しきい値状態」のシステムでは、この組は、リセット状態と、最終的なしきい値状態の間となる。電荷移動プロセスが所定回数実行され、１つ以上のマルチビット電圧出力が読み出される「最終読出し状態」のシステムでは、初期状態と、最終的な読み出された状態の間となる。デュアルスロープ型またはオシレータ型のシステムでは、低いしきい値と高いしきい値の間となる。シグマデルタ型のシステムでは、ディジタルフィルタのサンプル長となる。この電荷移動プロセスの組は、全体的な保護の効果が考慮される組、または「可測キャパシタンスを求める前の電荷移動プロセスの実行中」を定義している。
【００３６】
可測キャパシタンスを求める前の電荷移動プロセスの実行中に、保護電極に関連する寄生容量を通ってフィルタキャパシタンスに移動する正味の電荷を低減させるために、適切な保護電圧の保護信号が印加されうる。可測キャパシタンスへの所定の充電電圧の印加はある程度の時間続き、この期間が終了する前に、この所定の電圧と同様の第１の保護電圧が、適切な保護電極に印加されうる。所定の電圧は、通常、ほぼ一定であるため、第１の保護電圧は、多くの場合、１種類のほぼ一定の電圧である。次に、可測キャパシタンスと関連するフィルタキャパシタンスの間で全ての電荷が再分配される前に（すなわち、電荷の再分配が終了する前に）、保護電極に印加される保護信号が、関連するフィルタキャパシタンス上の電圧と同様の第２の保護電圧に変更されうる。ここでも、この説明では１つしかないように記載しているが、保護電極、可測キャパシタンス、インピーダンス、フィルタキャパシタンスなどが複数存在してもよい。
【００３７】
図１Ｂに示した実施形態では、保護電極１０６に、低インピーダンス経路を介して、保護信号１０３を含む保護電圧が供給される。これは検知プロセス中に作動される電極（１１２Ａ～Ｃなど）上の電圧と少なくともほぼ近い値である。可測キャパシタンスを充電するために、ほぼ一定の所定の電圧が印加される場合には、所定の電圧の印加が終了する前に、保護電極１０６に印加される保護信号１０３は、この所定の電圧と同様の１種類の電圧を含みうる。その後、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス１１０間の電荷移動が終了する前に（すなわち、再分配期間が終了する前に）、保護電極１０６に印加された保護信号１０３が、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧と同様の保護電圧に変更されうる。保護信号１０３が、電荷の再分配期間中、および複数回の電荷移動プロセスの実行にわたり実質的に一定の電圧である第２の保護電圧に変更される場合、この値は、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧に近くなるように選択された電圧でありうる。保護信号１０３で別個の電圧が使用される場合、近い電圧を使用すること（approximations）が適切であるが、これは、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧が、再分配中と、電荷移動プロセスの繰り返しの間に変わるためである。例えば、保護電極１０６に印加される保護信号１０３の保護電圧は、可測キャパシタンスの充電中は所定の電圧にセットされる。その後、正味の電荷移動を低減させるために、この所定の電圧から、適切なしきい値電圧（ＶＴＨ）と、関連するフィルタキャパシタンス１１０上のリセット後電圧値との間の値に変更される。保護電極電圧と検知電極の電圧間に直流のオフセットが存在しても、容量結合のため保護の有用性に影響しない。これは、一般に、有効な保護を確実に行ううえで、同様の電圧揺動（すなわち電圧の同様の変化）が、実際に印加される電圧よりも関心を引くからである。
【００３８】
保護信号１０３の保護電圧（ＶＧ）は、どのように発生させてもよい。図１Ｂ～Ｃに示した実施形態では、保護信号１０３が、電源電圧を印加するためにスイッチ１１４をオンにするＩ／Ｏによって生成されると説明したが、多くのほかの実施形態が可能であることが理解される。例えば、保護信号１０３の代替の発生源として、ディジタルＩ／Ｏ以外に、別個のスイッチ、マルチプレクサ、オペレーショナルアンプ（オペアンプ）、フォロアまたはＡＤＣを有していても、電流源および／または電圧源を利用してもよく、電荷移動プロセスを実装しているコントローラとは独立していてもよい。更に、さまざまな均等な実施形態では、保護信号１０３を生成するために、ディジタル－アナログ変換器、パルス幅変調器なども使用することもできる。更に、電荷移動プロセスに使用される電圧とは異なるさまざまな電圧が印加されてもよい。例えば、保護信号１０３用の電圧源（電流源やそれ以外の発生源ではなく電圧源が使用される場合）や、保護信号１０３自体の保護電圧が、所定の電圧およびフィルタキャパシタンスのリセット電圧によって規定される範囲を超えることもある。複数の保護電極１０６を有するシステムでは、１種類または複数種類の保護信号が使用されてもよいことも理解される。更に、検知電極は、検知に用いられておらず「非作動中」ときに保護電極として使用されてもよい。
【００３９】
図１Ｂ～Ｃに示す実施形態では、保護電極１０６は、適切な保護電圧生成回路１０４に接続されている。保護電圧生成回路１０４は、１つ以上のスイッチ１１４を適切に有し、これは、コントローラ１０２のＩ／Ｏとして実装される。保護電圧生成回路１０４の特定の例について、以下に（例えば図３Ａ～Ｅおよび４Ａ～Ｅに関して）記載するが、回路１０４は、スイッチ１１４によって信号が印加されると、保護電極１０６上に、２つ以上の電圧の値を発生させることができる適切な回路であればどのようなものでもよい。各種の実施形態では、回路１０４の受動保護回路網１０５は、１つ以上の従来の抵抗、インダクタおよび／またはコンデンサを有する従来の受動インピーダンス回路（分圧回路またはインピーダンス分割回路など）によって実装される。受動保護回路網１０５は、センサ１００の保護電極１０６に直接接続されているように示されているが、別の実装では、スイッチ、フォロアまたはほかの素子が間に挿入されてもよい。
【００４０】
一実施形態では、保護信号１０３は、電荷移動プロセスに関連する電圧と略等しい電圧を有する。保護信号１０３は「略充電電圧」を有し、これは、充電期間中に、「活動中の」検知電極（例えば、可測キャパシタンスに関連する検知電極１１２Ａ～Ｃの１つ以上）を充電するために、その電極に印加された所定の印加電圧に近い値である。また、保護信号１０３は「略再分配電圧」も有し、これは、電荷の再分配が可能にされた再分配期間中に、フィルタキャパシタンス１１０と再分配されている「活動中の」検知電極に関連する電圧に略等しい。この実施形態では、保護信号１０３は、所定の電圧の印加が終了する前に（すなわち、充電期間の終了前に）、保護電極１０６に略充電電圧を印加し始める。略充電電圧は、ほかのタイミングで印加されてもよく、例えば、充電期間全体にわたって印加されても、あるいは充電期間のほかの時点で印加されてもよい。略充電電圧の印加タイミングは柔軟に設定できるが、これは、活動中の検知電極（１１２Ａ～Ｃなど）が、その期間の間に駆動され、保護電極１０６をこの活動中の検知電極に結合している寄生キャパシタンスの影響が無視できるからである。保護信号１０３は変更され、活動中の検知電極（１１２Ａ～Ｃなど）と関連するフィルタキャパシタンス１１０と間の電荷の再分配が終了する前に、保護電極１０６に略再分配電圧が印加されはじめる。略充電電圧の印加と同様に、略再分配電圧の印加を開始するタイミングは柔軟に設定できる。例えば、この略再分配電圧の印加は、活動中の検知電極（１１２Ａ～Ｃなど）との電荷の再分配が可能にされる期間の全体にわたって行われても、この期間の終点近傍でのみ行われてもよい。保護が有効であるためには、この２種類の略保護電圧を印加するときには、通常、比較的低いインピーダンスを供給する必要がある。しかし、この２種類の保護電圧を印加しない場合には、保護を必ずしも低インピーダンスで駆動する必要はないが、その保護効果が低下する可能性がある。
【００４１】
上に記載し、図１Ｂに図示した一般的なセンサと保護方式は、さまざまに補足されたり、変更されてもよい。各種の実施形態では、検知電極１１２Ａ～Ｃに関連するさまざまな検知チャネルから排除された電荷を一時的に蓄積するために、保護電圧生成回路１０４にキャパシタンス（図示せず）が設けられてもよい。この電荷は、その後の処理の間に、適切な検知チャネル（多くの場合、電極１１２Ａ～Ｃ自体に）に戻されうる。換言すると、（例えば、スイッチ１１４を使用して電気信号を印加することによって）追加のキャパシタンスの電荷を比較的一定に保持することにより、検知電極１１２Ａ～Ｃを介して、フィルタキャパシタンス１１０と、追加のキャパシタンス間で再分配される正味の電荷量を低減することができる。通常、追加のキャパシタンスは、検知電極１１２Ａ～Ｃと保護電極１０６間の防護されるキャパシタンスの全静電容量に対して、非常に（少なくとも１桁以上）大きく、多くの場合、関連するフィルタキャパシタンス１１０よりも大きくなるように設計されている。このような実施形態では、追加のキャパシタンスが非常に大きいことにより、低インピーダンスの保護信号１０３は、検知電極１１２Ａ～Ｃやその他の電極からの結合効果の影響を比較的受けにくくなる。その結果、この検知方式が妥当な場合、１つの保護電極１０６を使用して、検知チャネル相互の結合を含め、望ましくない内部結合と外部結合の両方から、複数の検知電極１１２Ａ～Ｃを効果的に遮蔽ができるようになる。示すように、保護信号１０３は、低インピーダンスであり、保護電圧を発生させるためのスイッチが開のときにも有効なことがある。ここに記載した内容のほかに、数多くの改良や変形例が可能である。例えば、保護電圧生成回路１０４の出力が高インピーダンスである場合、複数の検知電極を保護するために、これが能動的にバッファされてもよい。
【００４２】
図１Ｃを参照すると、電荷移動検知の「切り替えＲＣ時定数」方式を使用して、図１Ｂのセンサ１００を動作させるのに適した例示的なタイミング方式１５０が示されている。図１Ｃに示す特定のタイミング方式１５０は、検知電極１１２Ａの可測キャパシタンスの検知に主に適用される。同様のプロセスが、検知電極１１２Ｂ～Ｃの可測キャパシタンスに関連する電極上の電荷を測定するために実行されうる。複数の可測キャパシタンスが共通のフィルタキャパシタンス１１０を共有している場合には、この特定の例では、検知電極に関連する検知チャネルが、通常は、順に処理され、同時に処理されることはない点に留意すべきである。しかし、均等な実施形態では、並列処理が行われてもよく、これには、可測キャパシタンスの各々に、専用のフィルタキャパシタンス１１０が設けられている場合や、個々の検知チャネルに対して、符号変調または周波数変調のシーケンスが適用される場合などがある。
【００４３】
タイミング方式１５０に示される「切り替えＲＣ時定数」検知プロセス中に、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスに、スイッチ１１６Ａを使用して充電電圧パルス２０１が供給される。この実施形態では、スイッチ１１６Ａは、コントローラ１０２のディジタルＩ／Ｏを使用して実装される。ディジタルＩ／Ｏは、通常、論理値ハイの電圧とローの電圧（ＶｄｄとＧＮＤなど）を供給することができるため、所定の電圧Ｖｄｄの充電電圧パルスを容易に印加することができる。充電パルス２０１の供給間隔に、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスが、受動インピーダンス１０８Ａを介して、フィルタキャパシタンス１１０に放電することが可能にされる。これは、ＶＸ１１７Ａ（スイッチ１１６Ａに結合されたノードにおける、関連付けられた検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンス上の電圧に対応している）と、ＶＦ１１５（Ｉ／Ｏ１１９に結合されたノードにおけるフィルタキャパシタンス１１０上の電圧に対応している）の電圧グラフから読み取れる。ＶＸ１１７Ａは、所定の電圧が印加される充電期間に、所定の電圧（例えばＶｄｄ）まで上昇し、その後、可測キャパシタンスがフィルタキャパシタンス１１０に放電する電荷の再分配期間に、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスと受動インピーダンス１０８Ａによって定義される時定数により低下する。一方、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧は、再分配期間中に、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスによって変更されて、ゆっくりと上昇していく。再分配期間中、ＶＸ１１７ＡとＶＦ１１５は、この２つのそれぞれのキャパシタンスが電荷を再分配するために、同じ値に近づく。多くの実施形態では、再分配期間は、再分配期間の終了時点で、ＶＸ１１７ＡとＶＦ１１５が事実上等しくなるように、ＶＸ１１７ＡとＶＦ１１５が充分な電荷を再分配するのに充分な長さに設定される。これにより、システムが、タイミングの変化による影響を受けにくくなる。
【００４４】
前に行われた再分配期間と後に続く充電期間の間に、可測キャパシタンスに、任意選択で「電流取消」電圧が印加される。「電流取消」電圧のタイミングは、フィルタキャパシタンス１１０を介して除去される「寄生」電荷の量が、充電期間中に状態１０８で受動インピーダンス１０８Ａを介してフィルタキャパシタンス１１０に追加される「寄生」電荷とほぼ等しくなり、可測キャパシタンスが、フィルタキャパシタンス１１０との再分配の前に適切な充電電圧となるように制御される。これにより、可測キャパシタンスの充電タイミングの要求事項を変えることなく、受動インピーダンス１０８Ａの値を下げ、全体として早い時定数が可能となる。
【００４５】
スイッチ１１８を提供するコントローラ１０２の入出力ピン１１９は、フィルタキャパシタンス上の電圧１１５の測定も行う。Ｉ／Ｏ１１９は、スイッチ１１８がオープンになるさまざまな時点（２０２Ａ～Ｃなど）において、電圧ＶＦ１１５を測定することができる比較器（信号ビットのアナログ－ディジタル変換を提供するために使用可能な１ビット量子化器である）、シュミットトリガ、ＣＭＯＳしきい値および／またはマルチビットアナログ－ディジタル変換機能を適宜含むか、あるいはこれに接続されている。電圧１１５の測定に比較器が使用される場合、ＶＴＨは、システムを簡略化するために、論理値ハイとローの中間の値にほぼなるように設定される。単純なＣＭＯＳしきい値の例では、ＶＴＨは、論理値のハイとローの中間の値と略等しい。
【００４６】
図１Ｃに示す特定の実施形態では、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスは、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧ＶＦ１１５が、Ｉ／Ｏ１１９に関連するしきい値電圧ＶＴＨを超えるまで、充電および放電される。Ｉ／Ｏ１１９が、しきい値電圧ＶＴＨを超えたことを検知すると（点２０２Ｃによって示される）、Ｉ／Ｏ１１９のスイッチ１１８を使用してリセット信号２０３が供給される。電圧ＶＦ１１５がしきい値電圧ＶＴＨを超えると、スイッチ１１８が、フィルタキャパシタンス１１０に蓄えられている電荷をリセットするリセット信号２０３を印加する。図１Ｃは、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧を測定するためのＩ／Ｏ１１９の「読み出し」が、再分配期間の直後であり、電荷移動プロセスの繰り返しがある程度行われてから開始する（フィルタキャパシタンス１１０の再設定の後）ことを示している。しかし、上記したように、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧がほかのタイミングやほかの頻度で測定されてもよく、ここで考察される。例えば、電圧ＶＦ１１５がスレッショルド電圧ＶＴＨを超えたあとに、追加の電荷移動プロセスが行われるか、追加の測定が行われるか、この両方が行われてもよい。
【００４７】
リセット信号２０３を印加した時点から、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを超えた時点までに実行された電荷移動サイクルの回数をトラッキングすることによって、可測キャパシタンスを効果的に決定することができる。すなわち、フィルタキャパシタンス１１０に既知の量の電荷量を発生させるために実行された電荷移動プロセスの繰返し回数（例えば、測定ノードにおけるＶＴＨに達したフィルタキャパシタンスの電圧によって示される）を、可測キャパシタンスの実際のキャパシタンスと効果的に相関させることができる。同様に、所定の回数の電荷移動プロセスに対して行われた、フィルタキャパシタンス１１０の発振またはリセットの回数が、可測キャパシタンスを決定するために使用されてもよい。
【００４８】
図１Ｂ～Ｃに示した実施形態は、スイッチ１１８に結合されたフィルタキャパシタンス１１０のノード上の電圧をシステムの局地的グラウンドにセットすることによって、リセット信号２０３がフィルタキャパシタンス１１０をリセットし、この結果、フィルタキャパシタンスの両端がグラウンドに設定されることを示している。これは、リセット信号２０３を受けて、グラフＶＦ１１５がＶＲＥＳＥＴに低下することからわかる。別の実施形態では、フィルタキャパシタンス１１０のリセットはさまざまな方法で行うことができ、利用可能な選択肢は、選択したセンサ構成と検知方式に応じて決まる。各種の実施形態では、リセット信号２０３を使用して、フィルタキャパシタンス１１０の一端またはフィルタキャパシタンス１１０両端が、検知に適した適切なリセット電圧にセットされる。また、フィルタキャパシタンス１１０のリセットは、フィルタキャパシタンス１１０の一方の側にあるスイッチを、適切な電源電圧に結合するだけによって行われてもよい。別法として、フィルタキャパシタンス１１０の両端がスイッチによって制御される場合には、フィルタキャパシタンス１１０の両端に既知の電圧を印加することによって、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧を所定の値にリセットすることができる。更に、フィルタキャパシタンス１１０は、１つの単一のコンデンサではなく、コンデンサの回路網を有してもよい。回路網の各コンデンサが、１つ以上のスイッチによって異なる電圧にリセットおよび制御されており、フィルタキャパシタンス１１０のリセットの際に、複数のスイッチのオープン閉が行われうる。
【００４９】
リセット信号２０３は、周期的、非周期的、および／またはそれ以外のタイミングで供給されることもあれば、一部の実施形態ではセンサを「リセット」するために全く供給されないこともある。しかし、このようなシステムであっても、保護用の「リセット電圧」とみなすことができるものを示しうる。例えば、ＲＣ回路網を使用する別の実施形態は、関連するフィルタキャパシタンスの動的なリセットのためにスイッチ１１８（図１Ｂに示す）の均等物を有さない。このようなシステムでは、これに代えて、充分な時間にわたって、受動インピーダンスを介した電荷移動を可能にすることによって、関連するフィルタキャパシタンス上の電圧が、保護用の「リセット電圧」とみなすことができるものに達するようにしうる。別例として、オシレータ型またはデュアルスロープ型の変換を使用する一部の実施形態では、上下の閾値に到達するための「充電」と「放電」の電荷移動プロセスを交互に使用し、リセットを全く必要としない。この場合、上の閾値と下の閾値の一方または両方を、保護用の「リセット電圧」とみなすことができる。３番目の例は、キャパシタンス検知のためのシグマデルタプロセスを有する場合であり、シグマデルタ量子化器の出力がほぼフィードバックしきい値に保持され、このフィードバック閾値を、保護用の「リセット電圧」とみなすことができる。これらは、能動的にリセットされないか、あるいは実際にリセットされないが、保護用の「リセット電圧」とみなすことができるものを示しうるシステムのいくつかの例に過ぎない。
【００５０】
同様に、特定の検知システムでは、所定の充電電圧が変更されてもよいが、このようなシステムでも、保護用の「所定の充電電圧」とみなすことができるものを示しうる。例えば、「充電」サイクルと「放電」サイクルを使用する実施形態は、逆の電荷移動を起こさせる２つ以上の所定の充電電圧を有しうる。この場合、「充電」の所定の充電電圧と「放電」の所定の充電電圧の両方を、保護信号１０３を定義するために使用することができる。
【００５１】
各種の実施形態では、「しきい値」電圧の代わりに、フィルタキャパシタンス上の電圧のアナログ／ディジタル変換の測定結果（または、フィルタキャパシタンス上の電圧を表わす値）や、適切なほかの任意の電圧の決定結果を用いることができる。選択した検知方式に適するように、電荷移動の繰返し回数および／または得られたフィルタキャパシタンス上の電圧を追跡することによって、可測キャパシタンスからフィルタキャパシタンスに移動した電荷の量が決定されうる。この電荷量は、可測キャパシタンスの値に対応している。この場合も、代替の実施形態がほかの電荷移動方式を利用してもよく、これには、任意の種類のシグマデルタ処理がある。この場合、フィルタキャパシタンス１１０が、可測キャパシタンスを介して「デルタ」電荷によって充電され、インピーダンス（図示せず）を介して放電されるか、この逆が行われる。
【００５２】
有効な保護信号１０３には数多くの選択肢が可能であり、このような選択肢の４つが、図２Ａにグラフ２０４（ＶＧ０）、２０５（ＶＧ１）、２０６（ＶＧ２）、２０８（ＶＧ３）によって示されている。グラフ２０４は、「センサマッチング」の選択肢を示している。この「センサマッチング」の選択肢は、切り替え時定数法を使用するセンサの電荷移動ステップの、所定の電圧を印加するステップおよび電荷の再分配ステップの間に、保護電極（１０６など）上の電圧を、可測キャパシタンス上の予想される電圧（検知電極１１２Ａ上の電圧Ｖｘ１１７Ａなど）と整合させるために使用することができる。グラフ２０５は、別の「センサマッチング」の選択肢を示している。これは、時定数が小さいか無視できる場合の、切り替え時定数法を使用するセンサの電荷移動ステップの、所定の電圧を印加するステップおよび電荷の再分配ステップの間に、可測キャパシタンス上の予想される電圧と整合させるために使用することができる。グラフ２０６は、「切り替え分圧器」の選択肢を示している。これは、電荷移動プロセスのそれぞれの繰り返しについて可測キャパシタンス上の予想される電圧に近づけるために使用されうる。グラフ２０８は「パルス符号変調」信号を示している。これは、電荷移動プロセスの複数回の実行にわたって、可測キャパシタンス上の予想される電圧に近づけるために使用されうる。グラフ２０８によって示されるように、パルス符号変調の効果は、保護信号１０３の保護電圧が、電荷移動プロセスの実行のたびに遷移するわけではないが、パターンに従っている。
【００５３】
複数のタイプの電荷移動プロセスが同時に、あるいは連続して実行されてもよいことが理解される。例えば、複数の可測キャパシタンスを同時に、あるいは順に決定するために、複数の類似の電荷移動プロセスが使用されうる。また、決定の全体的な精度を向上させるために、複数の類似の電荷移動プロセスが、同じ可測キャパシタンスを求めるために、並列に使用されうる。実際に互いにほぼ反対の電荷移動プロセスを使用して、より複雑な測定方式を実行することもできる。例えば、第１の電荷移動プロセスを使用して、フィルタキャパシタンスを充電し、第２の電荷移動プロセスを使用して、同じフィルタキャパシタンスを放電する。フィルタキャパシタンスの充電と放電中に１つ以上の測定が行われて、可測キャパシタンスの値の決定に使用されうる。このようなチャージアップとチャージダウンの方式を使用することは、周囲環境の変化の影響を低減させるうえで有用なことがある。
【００５４】
また、保護効果を強化するために、複数の種類の電荷移動プロセスが（関連する保護電圧と共に）使用されうる。例えば、パルス符号変調は、複数の種類の電荷移動プロセス（および関連する保護電圧）を重複して行ったものとみなすことができる。したがって、パルス符号変調は、１種類、２種類またはそれ以上の種類の電荷移動プロセス（および関連する保護電圧）を、特定のシーケンスで繰り返したものとみなすことができる。この種類の異なる電荷移動プロセス（および関連した保護電圧）は、同じ所定の電圧を印加し、同じ部品を使用するが、保護信号が異なることがある。例えば、第１の電荷移動プロセス（および関連する保護電圧）で、第１の保護電圧と、第１の保護電圧と異なる第２の保護電圧が使用されるが、第２の電荷移動プロセス（および関連する保護電圧）では、第３の保護電圧と第４の保護電圧が使用されうる。この例では、第３の保護電圧は、第１の保護電圧または第２の保護電圧と同じであってもよい。同様に、第４の保護電圧は、第１の保護電圧または第２の保護電圧と同じであってもよい。更に、第３の保護電圧と第４の保護電圧は、同じであっても、異なっていてもよい。保護電圧のタイミングと値は、適用可能な検知電極の保護に適した保護電圧の平均揺動によって決定されうる。
【００５５】
図１Ｂ～Ｃに示す実施形態では、グラフ２０４（ＶＧ０）に示す保護信号１０３の選択肢は、保護対象のキャパシタンスにより、フィルタキャパシタンス１１０の正味の電荷が取得されたり、失われるのを防ぐために、可測キャパシタンス上の電圧をトラッキングしうる。図１Ｂ～Ｃに記載されているような「切り替え時定数」検出手法を使用しているセンサでは、グラフ２０４によって示されるこのような「センサマッチング」の保護信号は、活動中の検知電極（１１２Ａ～Ｃなど）が示す電圧と同様の電圧を示す。例えば、グラフ２０４によって示される保護信号の選択肢は、図１Ｃに示す検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスの電圧ＶＸ１１７に対して予想される電圧と、ほぼ同じ値になるように構成されうる（例えば、図４Ａにおいてキャパシタンス４０４に対するキャパシタンス４０８の比を、図１Ｂの可測キャパシタンス１１０に対する検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスの比と同じような値に選択するなどによって）。保護信号１０３の第１の保護電圧は、充電パルス２０１の電圧と近くなるが、保護信号１０３の第２の保護電圧は、ＶＸ１１７Ａによって示される時定数と同じであるかそれよりも速い時定数により、ＶＦ１１５上の電圧と同程度まで下がる。また、保護信号１０３の第２の保護電圧は電荷移動プロセスの実行にわたって変わり、この結果、その電荷移動プロセス実行中にＶＸ１１７に関連する上昇と似た全体的な上昇を示す（また、電荷移動プロセスの実行にわたる第２の保護電圧のこの変化速度を、システムの別の時定数とみなすことができる）。グラフ２０４によって示される保護信号の選択肢は、電荷移動プロセスを実行するためにセンサ１００によって使用されるものと同じような回路を使用して、あるいは、ほかの電荷検知回路と似た回路に生成されうる。適用できる保護キャパシタンスに電荷を移動させるためのスイッチを作動させることによってこの「センサマッチング」の選択肢を実現するための回路および方法は、図３Ａ～３Ｃ，４Ａ～Ｃに示されており、以下で更に詳細に説明する。
【００５６】
グラフ２０５に示される保護信号１０３の選択肢は、保護電圧が離散的に変化しており、２０４によって示される選択肢に関連する１つの再分配期間中の顕著な時定数の特徴がみられない。グラフ２０５のこの「切り替えキャパシタンス」の選択肢は、受動インピーダンスを介して電荷が再分配することを受動的に可能にするのではなく、可測キャパシタンスとその関連するフィルタキャパシタンスの間で電荷が再分配するように能動的に切り替える電荷移動プロセスを使用する検知システムに似ている。グラフ２０５に示す選択肢は、１つの再分配期間中は比較的一定に保持されるが、再分配期間にわたって変わる第２の保護電圧を印加しており、これは、その電荷移動プロセスに「切り替えキャパシタンス」タイプの手法を使用するセンサと同様である。適用できる保護キャパシタンスに電荷を移動させるスイッチを動作させることによって、この「切り替えキャパシタンス」の選択肢を実現するための回路および方法は、図３Ｃ，４Ｃに図示されており、以下で更に詳細に説明する。
【００５７】
保護信号１０３のためのこれらの「センサマッチング」の選択肢は、可測キャパシタンスの決定前の電荷移動プロセスの実行中に移動される正味荷電だけではなく、毎回の電荷移動プロセスの実行について、保護電極のためフィルタキャパシタンスに移動される電荷を低減させるのに使用できるという点で、「単純な」波形（グラフ２０６および２０８に示すものなど）の選択肢よりも有利となりうる。このことは、電荷移動プロセスの繰り返しにわたって変わる第２の保護電圧によって実現される。しかし、どのような保護信号１０３であっても、電荷移動プロセスの組の実行（その結果として、可測キャパシタンスの決定に使用されるフィルタキャパシタンス１１０上の電圧が測定される）中の、保護電極１０６からフィルタキャパシタンス１１０への電荷の正味の移動を最小化する場合には、有効となりえる。これには、センサシステムによって使用されるものと異なる電荷移動プロセスに整合させる保護信号の選択肢や、または、電荷移動プロセスの整合は行わず、単に２つ以上の実質的に一定の電圧間で揺動させる選択肢（後述する）が含まれる。
【００５８】
多くの実施形態では、多くの場合、電荷移動プロセスの１回の実行中に保護電極１０６からフィルタキャパシタンス１１０に移動される電荷を最小化せずに、電荷移動プロセスの組の実行（その結果として、適用可能な可測キャパシタンスの決定に使用されるフィルタキャパシタンス１１０上の電圧が測定される）中に、保護電極１０６からフィルタキャパシタンス１１０への電荷の正味の移動を最小化する保護信号１０３を、保護電極１０６に印加するほうがより実際的である。これは、電荷移動プロセスの１回以上の実行中に保護電極１０６とフィルタキャパシタンス１１０間で第１の方向への電荷移動を起こし、電荷移動プロセスの別の回の実行中に、第１の方向とは逆の第２の方向への電荷移動を起こす保護信号１０３によって行うことができる。
【００５９】
図２Ｂに示すように、可測キャパシタンス上の電圧が第２の保護電圧の値２５３未満の再分配期間において、保護電極から可測キャパシタンスに移動される電荷が、可測キャパシタンス上の電圧が第２の保護電圧の値２５３を超える再分配期間において、保護電極から可測キャパシタンスに移動される電荷によって、効果的に復元される。図２Ｂには、可測キャパシタンスに所定の電圧が印加される第１の期間の第１の保護電圧２５１と、可測キャパシタンスが再分配される第２の期間の第２の保護電圧２５３を有する保護信号１０３も示されている。図２Ｂにおいて、保護電極１０６と可測キャパシタンス間の電荷移動が、矢印２３０Ａ～Ｇによって示される。矢印２３０Ａ～Ｃは、電荷が保護電極１０６から可測キャパシタンスに移動する期間を示し、矢印２０３Ｅ～Ｇは、電荷が可測キャパシタンスから保護電極１０６に移動する期間を示す。矢印２３０Ｄにおいて、移動する電荷がごく僅か（点で示される）であるが、これは、この再分配期間では、電圧１１７が第２の保護電圧２５３に実質的に等しいためである。特定の電圧値ＶＧ＿ＨＩＧＨ２５１およびＶＧ＿ＬＯＷ２５３は、実施形態によって大きく変わりうる。この手法を使用することによって、保護されたキャパシタンスの影響によりフィルタキャパシタンスに移動する正味の荷電は、電荷移動プロセス中の電極の総電荷に対して非常に小さくなり、ほぼゼロとみなすことができる。電荷移動プロセスの実行のシーケンスにわたって、フィルタキャパシタンス１１０と保護されたキャパシタンス間で電荷移動をバランスさせることは、ここに記載した例を超えて拡張することができ、このような拡張は本発明の範囲に含まれる。
【００６０】
例えば、保護信号１０３の１つの選択肢に、所定の電圧に近い第１の保護電圧と、フィルタキャパシタンス１１０上の平均電圧に近い第２の保護電圧との間で揺動させることがある。フィルタキャパシタンス１１０の平均電圧を決定するために、可測キャパシタンスの決定を決定するために使用されるフィルタキャパシタンス１１０上の電圧の測定の前に行われ、これを生成する電荷移動プロセスの組にわたり、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧の平均が求められる。予想される可測キャパシタンス、フィルタキャパシタンス、所定の電圧、リセット電圧、しきい値電圧の所定の組について、受動インピーダンスの影響を無視して（モデルによってはこれを考慮して）、周知の方法を使用して、回路をモデル化して、保護対象のキャパシタンスの影響を最小化し、有効な第２の保護電圧を提供する平均フィルタキャパシタンス電圧を決定することができる。この平均フィルタキャパシタンス電圧は、離散的な点において求められ、フィルタキャパシタンス１１０のリセットと、可測キャパシタンスを決定するために使用されるフィルタキャパシタンス１１０の最後の測定の間に行われた電荷移動プロセスにわたって求めた、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧のほぼ平均となる。多くの場合、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧の変化はほぼ線形であり、平均化フィルタキャパシタンス電圧はリセット電圧としきい値電圧のほぼ中間の値となる。
【００６１】
これらの静電容量センサは、（実際または事実上）サンプリングされるシステムである点にも留意されたい。例えば、図１Ｂ～Ｃに示す実施形態では、所定の充電電圧が印加されない離散的な再分配期間の間にのみ、フィルタリングキャパシタンス１１０は可測キャパシタンスと電荷を再分配する。また、可測キャパシタンス上の電圧は、通常、電荷の再分配期間の終点ではフィルタキャパシタンス１１０上の電圧１１５に近づく。このため、保護電極１０６に印加される保護信号１０３の電圧が、可測キャパシタンス上の電圧が充電期間の終了時点（所定の電圧の印加の終了時点）および電荷の再分配期間の終了時点において「サンプリング」されたときにのみ、可測キャパシタンス上の電圧に整合させるだけで充分でありえる。図１Ｂ～Ｃに示すような切り替え時定数システムでは、電荷の再分配期間の終了は、所定の電圧の印加の開始時点となる。切り替えキャパシタンスシステムにおいてなど、電荷の再分配期間の終了は、可測キャパシタンスがフィルタキャパシタンスから切り離される時点、あるいは、フィルタキャパシタンスが任意の基準電圧から切り離される時点となる。換言すれば、受動的な再分配システムを介して電荷の再分配が起こる場合には、厳密には電荷は常に再分配されている。しかし、保護のためには、電荷の再分配は、その後行われる所定の電圧の印加までしか続かないとみなすことができる（保護のために電荷の再分配が終了されるとみなされる場合）。これに対して、測定可能なキャパシタンスとフィルタキャパシタンスを能動的に結合し、これらの電荷の再分配を可能にするために切り替えが行われる場合、この切り替えが、電荷の再分配期間の終了を定義しているとみなすことができる。
【００６２】
このためには、グラフ２０６および２０８によって示される保護信号１０３のための選択肢を使用することができる。グラフ２０６によって示される「切り替え分圧器」の選択肢では、実際の保護信号１に近い第２の保護電圧の値２５３の間を行き来しうる。この平均ＶＦの選択肢は「切り替え分圧器」の選択肢と呼ばれているが分圧器は必須ではない。例えば、第１保護電圧と第２の保護電圧の値２５１，２５３は、これらが電源電圧である場合、ＤＡＣまたはセンサの別の一部によって利用可能な電圧である場合、あるいは分圧器以外の回路を使用して生成される場合には、分圧器を使用せずに得ることができる。「切り替え分圧器」との文言が使用されるのは、このタイプの保護信号の多くの実施形態で切り替え分圧回路が使用されるという理由のみによる。図１Ａ～Ｂに記載された実施形態では、第１の保護電圧の値２５１は所定の充電電圧と等しく、第２の保護電圧の値２５３は、フィルタキャパシタンスを測定するために使用されるしきい値電圧（ＶＴＨ）およびリセット電圧の平均にほぼ等しくなりうる。この「切り替え分圧器」を実現するための回路および方法は、図３Ｄ～Ｅ，４Ｄ～Ｅに示されており、以下で更に詳細に説明する。
【００６３】
充電パルス２０１が可測キャパシタンスに印加されている間は、保護信号１０３が第１の保護電圧の値２５１を有し、パルス２０１間の電荷の再分配の期間中に、保護信号１０３が第２の保護電圧の値２５３を有するという点で、保護信号１０３のタイミングは、可測キャパシタンスに印加されるパルス２０１のタイミングに基づいて決まる。保護信号１０３をシステムの既存のクロックによって駆動できるという点で、このタイミングは有用でありえる。しかし、実際には、第１の保護電圧の値が、関連する充電パルス２０１が終了する前に印加され始める限り、保護信号１０３は、関連する充電パルス２０１が開始されてからしばらく経ち、保護信号１０３が第１の保護電圧の値２５１を印加したときに開始されたとしても、同じくらいに有効でありえる。同様に、保護信号１０３は、電荷の再分配期間が終わる前に第２の保護電圧の値２５３を印加し始める限り、再分配期間の全体にわたって第２の保護電圧の値２５３を印加しないとしても、有効でありえる。保護信号２０６のタイミングは、多くの理由により、充電パルス２０１と正確に整合しないことがある。例えば、タイミングのずれのため、保護信号１０３により、可測キャパシタンスとフィルタキャパシタンス間の電荷の再分配が始まるまえに第２の保護電圧が変わりはじめることがあり、保護の有効性が下がる。このようなタイミングのずれの影響を低減させるために、保護信号１０３の一部を延長することが望ましいことがある。
【００６４】
グラフ２０８は、少ない部品点数で実現できる保護信号１０３の代替の実施形態を示している。例えば、図４Ｆに示すように、部品を追加せずに、１つのＩ／Ｏを使用して、グラフ２０８を得ることができる。グラフ２０８に示す選択肢では、充電パルス２０１のそれぞれに対して第１の保護電圧の値２５１を印加する代わりに、印加される保護電圧の平均揺動を調整し、保護されるキャパシタンスによってフィルタキャパシタンス（例えば１１０）に移動する正味荷電を最小化するために、第２の保護電圧の値２５３に対する保護信号１０３の１回以上の変更が省略されうる。つまり、ほかの保護電圧の値に（例えば第１の保護電圧の値２５１に）移行させる代わりに、１つの保護電圧の値（グラフ２０８の第２の保護電圧の値２５３など）の印加の期間を延長することによって、保護電極１０６に印加される保護電圧の平均揺動を、パルス符号変調（「パルス周波数変調」とも呼ばれる）に似た方法で変更することができる。つまり、周波数の低い充電パルスを印加（例えば、電圧２５１および／または電圧２５３を延長するなど）し、遷移を減らすことによって、充電パルスが頻繁に印加される場合と比べ、保護電極１０６の保護電圧１０３の平均揺動を低減することができる。電源のノイズ除去の改善を提供することにより、高性能を維持するために、保護電圧の平均揺動が複数のサイクルにわたって所定の充電電圧揺動に対してレシオメトリックに保持されるという点に留意されたい。この「パルス符号変調」を実現するための回路および方法は、図３Ｄ～Ｅ，４Ｄ～Ｅに示されており、以下で更に詳細に説明する。
【００６５】
図１Ｂ～Ｃに示した基本的な構造および動作をさまざまに変更することができる。例えば、図１Ｃに示すタイミング方式１５０は、検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスからフィルタキャパシタンス１１０への電荷の「正の」移動であるとみなすことができるが、均等の実施形態は、反対方向の電荷の再分配に基づいてもよい（つまり、陽電荷がフィルタキャパシタンス１１０に配置されて、これが、インピーダンス１０８を介して検知電極１１２Ａに関連する可測キャパシタンスに引き込まれ、その後、スイッチ１１４によって供給されるパルス２０１によって放電する）。別の態様では、図１Ｃに示すしきい値をベースとした検知方式の代わりに、任意の種類の測定方式を使用することができ、これには、電荷移動プロセスを所定の回数した実行後の、フィルタキャパシタンス１１０上の電圧１１５ＶＦの測定に基づく方式がある。更に、可測キャパシタンスの充電または放電に使用されるパルス２０１は、時間的に等間隔でなくても、期間が等しくなくてもよい。実際、多くの実施形態では、コントローラ１０２は、測定プロセスのほぼどの時点においても、割り込みまたは他のかく乱を処理することができるが、これは、タイミングの変動は、ここに示される実施形態の多くでは容易に許容されるためである。これは、特に、決定（settling）のためにサンプリングタイムが時定数を超える場合に当てはまる。あるいは、パルス２０１の時間間隔を意図的に変更すれば、サンプリングスペクトルが広がり、ノイズ耐性が向上しうる。
【００６６】
図２Ａ～Ｂに示した基本的な構造および動作をさまざまに変更することができる。図２Ａに示されるタイミング方式２００は、第１の保護電圧がほぼ一定であり、第２の保護電圧は（変更される場合に）変更されるように示されている。実際の保護電圧の値よりも保護電圧の「揺動」（過渡期を除いた第１保護電圧と第２の保護電圧との差）のほうが重要であるため、保護信号１０３が、第２の保護電圧ではなく第１の保護電圧を変化させるか、あるいは、第１の保護電圧と第２の保護電圧の両方を変化させて実装されてもよい。同様に、上記したように、保護電圧を変化させるタイミングは非常に柔軟に設定できる。
【００６７】
図３Ａ～Ｅを参照すると、保護電圧生成回路１０４の各種実施形態（回路１０４Ａ～Ｅ）が示される。回路１０４は、任意の数のインピーダンスおよびスイッチを備えてもよく、任意の数の基準電源を適宜使用してもよい。例えば、図３Ａ～Ｄに示す各インピーダンスは、１つの部品または部品の回路網によるインピーダンスを表わしうる。スイッチのほかに、マルチプレクサ、ＤＡＣ、電流源またはオペアンプ等の能動素子も、保護電圧生成回路１０４に含まれていてもよいが、これらは必須ではなく、多くの実施形態では使用されない。更に、保護電圧生成回路１０４のスイッチは、例えば、任意の離散的なスイッチまたはリレーであるか、あるいは上記のコントローラ１０２内に格納されている任意の切り替え機能または多重化機能であってもよい。電圧生成回路１０４によって使用されるスイッチは、コントローラ１０２のＩ／Ｏピンを使用して、スイッチ１１４として実装されうる。１つのＩ／Ｏの出力が、時として複数のスイッチを提供してもよく、例えば、電源電圧および高インピーダンス状態を提供することができるディジタルＩ／Ｏが１つのノードに結合され、１つのマルチウェイスイッチまたは２つのスイッチの機能を提供するために使用されうる。ディジタルＩ／Ｏが、プルアップ抵抗またはプルダウン抵抗または電流源を提供してもよい。
【００６８】
スイッチのいずれかが、切り替えおよび測定機能を提供することができるＩ／Ｏによってオンになると、検知システムは、保護信号１０３を読み出す追加の機能を有してもよい。これにより、システムが、保護信号１０３に提供され、読み出された電圧に応じて（例えば、パルス符号化方式が利用可能な場合、パルス符号を変えることによって）、保護信号１０３を動的に調整することが可能となる。
【００６９】
回路１０４のインピーダンスは、従来の抵抗、インダクタンス、キャパシタンスおよび／または他のインピーダンス素子のいずれかであってもよい。したがって、回路１０４内のインピーダンス両端の電圧は、インピーダンスに接続されていたノードの以前の履歴の影響を受けることがある。この「以前の履歴」の影響は、特に容量素子および誘導素子では顕著であり、保護信号１０３を定義するためにこの影響が調整されうる。基準電圧などの基準を提供する任意の基準源は、コントローラ１０２の内部に存在することも、外部に存在することもある。簡便な基準を使用することができる。例えば、基準電圧は、電源電圧（Ｖｄｄ、ＧＮＤ、－Ｖｄｄ）またはバッテリ電圧などによって提供され、使用される実際の基準電圧は、発生源から直接由来する電圧であっても、あるいはインピーダンスによって調整されたものであってもよい。図３Ａ～Ｅに示す例では、説明の便宜上、１つの基準電圧が基準電圧３０１として示されており、第２の基準電圧がシステムの局所グラウンドとして示されている。上記したように、ほかの基準電圧値も、保護信号生成回路１０４によって容易に使用することができる。
【００７０】
図３Ａは、３つのインピーダンス３０４，３０６，３０８を有する受動保護回路網を備える保護電圧生成回路１０４Ａの構成を示している。この３つのインピーダンス３０４，３０６，３０６は、基準電圧３０１およびグラウンドの間に直列に配置されている。スイッチ３０２はインピーダンス３０４と並列に配置されており、スイッチ３０３はインピーダンス３０８と並列に配置されている。（上記したように、スイッチ３０２，３０３は、図１のスイッチ１１４として適宜実装することができる。）図３Ａに示した実施形態では、保護信号１０３は、スイッチ３０２、３０３を適切に切り替えることによって提供されうる。スイッチ３０２がクローズされ、スイッチ３０３がオープンのときは、保護信号１０３の電圧は基準電圧３０１およびインピーダンス３０６，３０８の両端の電圧によって決定される。この保護信号１０３の電圧は、保護されている電荷移動プロセスのリセット電圧に対応しうる。スイッチ３０２，３０３の両方がオープンのときは、保護信号１０３の電圧は、基準電圧３０１およびインピーダンス３０４，３０６，３０８の両端の電圧によって決定される。この保護信号１０３の電圧は、電荷移動プロセスにおける保護されているフィルタキャパシタンス上の電圧に対応しうる。スイッチ３０２がオープンで、スイッチ３０３がクローズされているときは、保護信号１０３の電圧がＧＮＤに駆動される。この保護信号１０３の電圧は、保護されている電荷移動プロセスの所定の充電電圧に対応しうる。インピーダンス３０４，３０６，３０８を適切に選択することによって、回路１０４Ａなどの構成により、例えば図１Ｂ～Ｃのような「切り替え時定数」法を使用する電荷移動プロセスに関連する電圧をエミュレーションする保護電圧生成回路が得られるようになる。例えば、インピーダンス３０４は、部品の回路網から形成されるフィルタキャパシタンスに対応して構成され、インピーダンス３０４は、整合されたフィルタキャパシタンスの電圧に正確に対応させるために、複数の電圧に結合されうる。各種のリセット電圧および充電電圧を保護することができるが、これらは異なる切り替えシーケンスまたは基準電圧（例えばＶｄｄおよびグラウンド）を必要としうる点に注意されたい。
【００７１】
図３Ａに示した実施形態では、スイッチ３０２がオープンで、スイッチ３０３がオープンのときは、インピーダンス３０４，３０６，３０８は、インピーダンス３０６がインピーダンス３０８に接続し、インピーダンス３０４がインピーダンス３０６に接続している「共通ノード」を有するインピーダンス分割器を形成している。スイッチ３０２がクローズされ、スイッチ３０３がオープンのときは、インピーダンス３０６，３０８は、インピーダンス３０６がインピーダンス３０８に接続している「共通ノード」を有する別のインピーダンス分割器を形成している。
【００７２】
インピーダンス分割器は、直列の少なくとも２つの受動インピーダンスから構成されており、それぞれの受動インピーダンスが、少なくとも２つのノードに結合されている。これらのノードのうちの１つは、両方のインピーダンスに共通（両方のインピーダンスが接続している「共通ノード」）である。この共通ノードは、インピーダンス分割器の出力として機能する。インピーダンス分割器の出力は、「非共有」ノード（共通のノードでない２つのインピーダンスのノード）において印加された電圧および／または電流の時間に対する関数である。インピーダンス分割器の単純な例として、２つのキャパシタンスまたは２つの抵抗から構成される分圧器がある。複雑なインピーダンス分割器は、マッチングされていないキャパシタンス、抵抗またはインダクタンスを直列または並列で有しうる。更に、１つのインピーダンスは、容量特性、抵抗特性および誘導特性の任意の組合せを有しうる。
【００７３】
図３Ｂに示す保護電圧生成回路の例示的な実施形態１０４Ｂでは、受動保護回路網はインピーダンス３１４を有する。回路１０４Ｂでは、スイッチ３１２がクローズされているときには、基準電圧３０１間のスイッチ３１２によって、保護信号１０３が適切に切り替えられる。この保護信号１０３の電圧は、所定の充電電圧に対応しうる。スイッチ３１２が開のときには、保護信号１０３は、インピーダンス３１４両端の電圧によって定義される第２の電圧に適切に切り替える。この保護信号１０３の電圧は、フィルタキャパシタンス上の電圧に対応しうる。インピーダンス３１４から電荷を除去するために、スイッチ３１３がクローズされうる。この保護信号１０３の電圧は、リセット電圧に対応しうる。インピーダンス３１４を適切に選択することによって、回路１０４Ｂなどの構成により、「切り替え時定数」法のシグマデルタ法の変形例を使用する電荷移動プロセスに関連する電圧をエミュレーションする保護電圧生成回路が得られるようになる。
【００７４】
図３Ｃは、直列の２つのインピーダンス３２４，３２６を有する受動保護回路網を備える保護電圧生成回路の別の実施形態１０４Ｃを示す。回路１０４Ｃは、３つのスイッチ３２２，３２３，３２５によって駆動される。スイッチ３２２がクローズされ、スイッチ３２３および３２５がオープンのときは、保護信号１０３は基準電圧３０１である。この保護信号１０３の電圧は、所定の充電電圧に対応しうる。スイッチ３２２，３２３がクローズされ、スイッチ３２５がオープンのときは、保護信号１０３は基準電圧３０１およびインピーダンス３２４，３２６の両端の電圧によって決定される。この保護信号１０３の電圧は、フィルタキャパシタンス上の電圧に対応しうる。スイッチ３２３および３２５がクローズされ、スイッチ３２２がオープンのときは、保護信号１０３はＧＮＤであり、インピーダンス３２６の電荷が除去される。この保護信号１０３の電圧は、リセット電圧に対応しうる。スイッチ３２２および３２３がオープンで、スイッチ３２５が閉の場合は、インピーダンス３２４および３２６は、保護信号１０３の出力において、共通のノードを有するインピーダンス分割器を形成している。インピーダンス３２４，３２６を適切に選択することによって、回路１０４Ｃなどの構成により、「切り替え時定数」法を使用する電荷移動プロセスに関連する電圧をエミュレーションする保護電圧生成回路が得られるようになる。
【００７５】
図３Ｄは、保護電圧生成回路の実施形態１０４Ｄを示しており、受動保護回路網は、基準電圧３０１およびグラウンド（ＧＮＤ）へのスイッチ３３２と直列に設けられた２つのインピーダンス３３４および３３６を有する。回路１０４Ｄでは、保護信号１０３は、スイッチ３３２を使用して、適切に切り替えられる。スイッチ３３２がオープンのときは、保護信号１０３は、基準電圧３０１およびインピーダンス３３４両端の電圧によって決定される。この保護信号１０３の電圧は、所定の電圧に対応しうる。スイッチ３３２がオープンのときは、保護信号１０３は、基準電圧３０１およびインピーダンス３３４，３３６両端の電圧によって決定される。この保護信号１０３の電圧は、フィルタキャパシタンス上の平均電圧に対応しうる。スイッチ３３２がクローズされているときは、インピーダンス３３４および３３６は、選択されるインピーダンス素子の種類および値によって決定される、基準電圧３０１を適切に分割するインピーダンス分割器を形成している。すなわち、スイッチ３３２がオープンのときは、インピーダンス３３４および３３６は「プルアップ」部品として適切に機能し、スイッチ３０２がクローズされているときは、インピーダンス３３４および３３６は、インピーダンス分割器として機能する。インピーダンス３３４および３３６に抵抗が使用される単純な場合には、インピーダンス分割器は、従来の分圧器であり、スイッチ３３２がクローズされているときは、保護信号１０３は、インピーダンス３３４と３３６の抵抗の合計に対するインピーダンス３３６の抵抗の比により、基準電圧３０１に比例する。インピーダンス３２４，３２６を適切に選択することによって、回路１０４Ｄなどの構成により、保護信号１０３の「切り替え分圧器」タイプに対する保護電圧生成回路１０４が得られるようになる。回路１０４Ｄの出力を、周波数変調させるなど、更に適合させて、保護信号１０３の波形の「パルス符号変調」を生成することができる。
【００７６】
図３Ｅは、それぞれが基準電圧３０１とグラウンドに結合された２つのスイッチ３４２および３４３を有し、別個のインピーダンスを有さない保護信号生成回路の別の実施形態１０４Ｅを示す。このため、１０４Ｅの実施形態では、受動保護回路網は、単純なワイヤを有しうる。回路１０４Ｅでは、保護信号は、スイッチ３４２がクローズされ、スイッチ３４３がオープンのときは、基準電圧３０１に、スイッチ３４２がオープンで、スイッチ３４３がクローズされているときは、グラウンドに適切に切り替える。回路１０４Ｅの構成により、保護信号１０３の「切り替え分圧器」タイプに対する保護電圧生成回路１０４が得られるようになる（分圧器がなく、保護信号が、分割されていない基準電圧３０１とグラウンド間を切り替える場合）。回路１０４Ｅの構成は、特に、保護信号１０３の波形の「パルス符号変調」タイプに有用であり、この場合、保護信号１０３は、刺激１０１の検出に使用する電荷移動プロセスの全ての繰り返しで電圧が変更されるわけではない。
【００７７】
図３Ａ～３Ｅに示した保護電圧生成回路１０４の実施形態は、保護信号１０３の決定に使用することができるさまざまな代替案の５つの例に過ぎない。直列および／または並列のインピーダンスを有する受動保護回路網を含むスイッチ、含まないスイッチを使用する、保護信号１０３を供給するためのほかの数多くの選択肢がここで考察される。これらの代替案は、図３Ａ～３Ｅに示したものと非常に似ていることがある。例えば、回路１０４Ａについて、追加のインピーダンスが、インピーダンス３０６を、インピーダンス３０４と並列に、別の基準電圧に結合しうる。 別例として、回路１０４Ｂのインピーダンス３１４は、スイッチ３１３ではなく、スイッチ３１２と並列であってもよい。３番目の例として、回路１０４Ｃのスイッチ３２５が、インピーダンス３２６をグラウンドに結合させる代わりに、インピーダンス３２４を基準電圧３０１に結合させてもよい。更に別の例として、１０４Ｄのスイッチ３３２が、インピーダンス３３６とグラウンド間ではなく、インピーダンス３３４と基準電圧３０１間を結合してもよい。他の代替案は、更に大きく異なっていてもよく、ほかの構成のインピーダンスおよびスイッチが使用されてもよい。
【００７８】
次に図４Ａ～Ｅを参照すると、図１Ｂのコントローラ１０２などのコントローラに関連して、保護電圧生成回路１０４をより詳細に示す例が示されている。図４Ａに示す例示的な回路１０４Ｆは、図３Ａに示した回路１０４Ａの一実施形態である。この例では、インピーダンス３０４がキャパシタンス４０４として実装され、インピーダンス３０６が抵抗４０６として実装され、インピーダンス３０８がキャパシタンス４０８として実装されている。スイッチ３０２がＩ／Ｏ４０２を使用して実装され、スイッチ３０３がＩ／Ｏ４０３を使用して実装されている。回路１０４Ｆの構成は、センサ１００の電荷移動プロセスを実行するために使用される回路（図１Ａ）と非常に似ている。キャパシタンス４０８は可測キャパシタンスに相当し、抵抗４０６は受動インピーダンス（例えば１０８Ａ～Ｃ）に相当し、キャパシタンス４０４はフィルタキャパシタンス１１０に相当する。Ｉ／Ｏ４０２を使用して実装されたスイッチ３０２はスイッチ１１８に相当しており、Ｉ／Ｏ４０３を使用して実装されたスイッチ３０３は、Ｉ／Ｏ１１９を使用して実装されたスイッチ１１６Ａ～Ｃに相当している（図１Ｂ）。Ｉ／Ｏ４０３自体は、Ｉ／Ｏ１１９（図１Ｂ）に相当する。このため、回路１０４Ｆは、電荷移動プロセスと整合するように動作されうる。その際、保護信号１０３が、図１Ｂ～Ｃに示すように電荷移動検知プロセスの電圧１１７にほぼ整合し、検知に使用される電荷移動プロセスのすべての時点において、保護電極１０６からフィルタキャパシタンス１１０への電荷移動が最小化されるようになる。電圧１１７と異なる保護信号１０３が、回路１０４Ｆを使用して生成されるものの、可測キャパシタンスの値の決定に使用される測定を得る電荷移動プロセスの組について、保護電極１０６とフィルタキャパシタンス１１０間を移動する電荷全体が最小化されるのであれば、この例は非常に有効である。
【００７９】
図４Ｂに示す回路例１０４Ｇは、図３Ｂの回路１０４Ｂの一実施形態である。２つのスイッチ３１２および３１３が１つのＩ／Ｏ４１２を使用して実装されており、インピーダンス３１４は抵抗４１４およびキャパシタンス４１５を有する回路網として実装されている。回路例１０４Ｇは、「１つのＩ／Ｏのシグマデルタ」タイプの「切り替え時定数」法と同様の要素を使用して駆動されうる。このような方法では、基準電圧３０１（所定の電圧）を印加するために、Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１３がオープンになり（既に開ではない場合）、Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１２がクローズされ、次に、システム内の任意の保護されたキャパシタンスとキャパシタンス４１５での間の電荷の再分配を可能にするために、Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１２がオープンにされる。Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１２がクローズされると、キャパシタンス４１５がインピーダンス４１４を介して充電される。Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１３をクローズすると、キャパシタンス４１５がインピーダンス４１４を介して放電される。キャパシタンス４１５上の電圧は、Ｉ／Ｏ４１２を使用して測定することができ、この電圧は、可測キャパシタンスに所定の電圧を印加する際に（保護されたキャパシタンスの電荷移動に直接影響しないように）、Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１３をクローズすることによって、必要に応じて低減されうる。このようにして、キャパシタンス４１５上の電圧を、第２の保護電圧に制御することができる。このように、最初にＩ／Ｏ４１２のスイッチ３１３をオープンにしスイッチ３１２をクローズしてから、Ｉ／Ｏ４１２のスイッチ３１２をオープンにしスイッチ３１３をクローズする操作が、近接度を検出し、可測キャパシタンスを測定するために使用される電荷移動プロセスと同時に繰り返されうる。このため、回路１０４Ｇは、図１Ａ～Ｂに示すような電荷移動プロセスの可測キャパシタンスの電圧にほぼ整合する保護信号１０３を生成するように駆動されうる。 また、回路１０４Ｇは、１つのＩ／Ｏシグマデルタ電荷移動プロセスにおける可測キャパシタンスの電圧に非常に整合している保護信号１０３を生成させるようにも駆動されうる。
【００８０】
図４Ｂに示す回路例１０４Ｈは、図３Ｃの回路１０４Ｃの一実施形態である。スイッチ３２２および３２３はＩ／Ｏ４２２を使用して実装され、スイッチ３２５はＩ／Ｏ４２５を使用して実装されている。インピーダンス３２４はキャパシタンス４２４として実装され、インピーダンス３２６はキャパシタンス４２６として実装されている。回路例１０４Ｈは、「切り替えキャパシタンス」回路に相当しており、キャパシタンス４２４（固定キャパシタンス）が可測キャパシタンスに相当し、キャパシタンス４２６がフィルタキャパシタンスに相当する。回路例１０４Ｈは、「切り替えキャパシタンス」方式と同様の要素を使用して駆動されうる。このような方法では、キャパシタンス４２５に基準電圧３０１（図４Ｃに示す実施形態では所定の電圧）を印加するために、Ｉ／Ｏ４２２のスイッチ３２２がクローズされ、Ｉ／Ｏ４２２のスイッチ３２３がオープンにされる。次に、キャパシタンス４２４と４２６間で電荷の再分配を可能にするために、Ｉ／Ｏ４２２のスイッチ３２２がオープンにされ、Ｉ／Ｏ４２５のスイッチ３２５がクローズされる。このように、最初にＩ／Ｏ４２２のスイッチ３２２をクローズしてから、Ｉ／Ｏ４２２のスイッチ３２２をオープンにし、Ｉ／Ｏ４２５のスイッチ３２５をクローズする操作が、近接度を検出し、可測キャパシタンスを測定するために使用される電荷移動プロセスと同時に繰り返されうる。適切な繰返し回数後に（例えば、可測キャパシタンスを決定するための結果を得るために使用される電荷移動プロセスの実行回数が実行された場合など）、キャパシタンス４２６の電荷をリセットするために、Ｉ／Ｏ４２２のスイッチ３２３とＩ／Ｏ４２５のスイッチ３２５がクローズされうる。このため、回路１０４Ｇは、所定の電圧の第１の保護電圧と、電荷移動プロセスの実行中は実質的に一定であるが、リセット前の後続の電荷移動プロセスのそれぞれではリセット電圧から上昇する第２の保護電圧とを含む保護信号１０３を生成するように駆動されうる。その後、キャパシタンス４２６に対する固定キャパシタンス４２４の比がフィルタキャパシタンスに対する可測キャパシタンスの比と同等である場合には、この保護信号１０３が、電荷移動プロセスの可測キャパシタンスの電圧に近い値となる。
【００８１】
図４Ｄに示す保護信号生成回路１０４Ｉの例は、図３Ｄに示す回路１０４Ｄの一実施形態である。インピーダンス３３４は抵抗４３４を使用して実装され、インピーダンス３３６は抵抗４３６を使用して実装され、スイッチ３３２はＩ／Ｏ４３２を使用して実装されている。Ｉ／Ｏ４３２のスイッチ３３２がオープンになると、保護信号１０３が基準電圧３０１に近づく。Ｉ／Ｏ４３２のスイッチ３３２がクローズされると、保護信号１０３は、抵抗４３４および４３６の合計に対する抵抗４３６の比によって、基準電圧３０１に比例する電圧に設定される。回路１０４Ｉの実施形態では、保護信号１０３を使用して、可測キャパシタンスに関連する電圧の平均揺動に近づけることができる。例えば、図１Ｂのセンサ１００では、Ｉ／Ｏ４３２のスイッチ３３２をオープンにし、基準電圧３０１（所定の電圧など）を印加することによって、第１の保護電圧が印加されうる。次に、Ｉ／Ｏ４３２のスイッチ３３２をクローズして、基準電圧３０１の分数値（fraction）（適用可能なしきい値電圧、とリセットされた電圧の中間の値など）を印加することによって、第２の保護電圧が印加されうる第１の保護電圧と第２の保護電圧の相対的な印加の時点とその長さを規定する第１の保護電圧と第２の保護電圧のタイミングを適切に設定して、検知に使用される電荷移動プロセスのステップを使用し、抵抗と基準電圧値を適切に選択することによって、この保護信号１０３は、電荷移動の実行における適用可能な可測キャパシタンスの平均電圧揺動を近似している電圧揺動を示し、有効な保護を提供することができる。
【００８２】
回路１０４Ｉの信号１０３は、スイッチ３３２の切り替えのパルス符号変調によって、更に適合させることができる。切り替えの頻度と、このため保護電圧間の遷移の頻度を変えることによって、異なる実際の保護電圧の揺動を発生させることができる。遷移の頻度の制御が可能であれば、パルス符号変調を任意の回路１０４に実際に適用することができる。しかし、保護信号１０３が可測キャパシタンスによって示される実電圧１１７またはその平均に既に近い場合には、パルス符号化によって得られる利点はほとんどない。
【００８３】
図４Ｅに示す保護信号生成回路１０４Ｊの例は、図３Ｅに示す回路１０４Ｅの一実施形態である。Ｉ／Ｏ４４２は保護電極に直結されており、インピーダンスが無視できるほど小さくなる。回路１０４Ｅのスイッチ３４４および３４６は、１つのＩ／Ｏ４４２を使用して実装されている。Ｉ／Ｏ４４２のスイッチ３４２がクローズされ、Ｉ／Ｏ４４２のスイッチ３４３がオープンになると、保護信号１０３が、論理値「ハイ」の基準電圧３０１（例えば、Ｉ／Ｏ４４２が従来のディジタルＩ／Ｏである場合にはＶｄｄ）にセットされる。Ｉ／Ｏ４４２のスイッチ３４２がオープンにされ、Ｉ／Ｏ４４２のスイッチ３４３がクローズされると、保護信号１０３は、論理値「ロー」の基準電圧（例えばグラウンド）にセットされる。回路１０４Ｊの実施形態では、参照電圧とグラウンドがコントローラ１０２の制限によってセットされるため、各電荷移動プロセスについて揺動する保護信号１０３を生成することは、おそらく困難となる。このため、回路１０４Ｊは、パルス符号変調に非常に受け入れられやすい。第１保護電圧と第２の保護電圧（それぞれ、所定の電圧とグラウンドなどである）間の遷移の比を適切な値に設定することによって、可測キャパシタンスが示す平均電圧揺動に近い値の保護信号１０３について、保護電圧の平均揺動を生成することができる。例えば、近接を検出するための電荷移動プロセスが全部で５回実行され、保護信号１０３が２回、第１の保護電圧と第２の保護電圧間で遷移した場合、保護電圧の平均揺動は、第１保護電圧と第２の保護電圧の１回の遷移の電圧揺動の３／５となる。
【００８４】
上記したように、コントローラのディジタルＩ／Ｏを使用するなど、測定の機能も備えた部品によって切り替えが発生する例４Ａ～４Ｅのすべてにおいて、Ｉ／Ｏを使用して、必要に応じて保護信号１０３を調整するために、保護信号１０３の電圧を測定することができる。調整は、可測キャパシタンスを決定するための測定値を得るために使用される現在の電荷移動プロセスの実行の組において行うことも、電荷移動プロセスの次の組において行うこともできる。
【００８５】
上記のように、ここに記載した実施形態の多くは、従来の集積回路などの、商業的に入手可能な部品、および別個の抵抗および／またはコンデンサの任意の組み合わせを使用して容易に実装することができる。このように単純であるために、センサ１００の多くの異なるタイプを作成することができ、さまざまな部品および／またはスイッチの共有することも、共有を行わないことも可能である。例えば、図１Ｂの検知電極１１２Ａ～Ｃに関連する可測キャパシタンスは共通のフィルタキャパシタンス１１０に結合されているが、実際には、各チャネルが、専用のフィルタキャパシタンス１１０に結合されていてもよい。同様に、別の実施形態では、１つ以上の受動インピーダンス１０８Ａ～Ｃおよび／または任意の個数のスイッチ（例えば１１４，１１６Ａ～Ｃ，１１８）とＩ／Ｏ（例えばＩ／Ｏ１１９）が、検知チャネル間で共有されてもよい。この共有の概念は、１つのコントローラ１０２で多くの可測キャパシタンスを効率的に検知することが可能なセンサを作製するために、多くの追加の検知チャネルにわたって利用することができる。この共有により、システム１００の全体のコストとサイズを大幅に低減することができる。
【００８６】
共通のコントローラ１０２に複数の検知チャネルを実装することによって、多くの能率向上を実現することができる。多くの場合、検知電極および／または保護電極を、標準的なプリント回路基板（ＰＣＢ）に容易に形成することができるため、製造面では、これらの素子の複製は比較的安価である。また、可測キャパシタンスが比較的小さいと予想される場合には、フィルタキャパシタンス１１０も、ＰＣＢに製造してもよい。更に、抵抗、キャパシタンスおよびインダクタンスの１つ以上をＰＣＢに形成しても、これらを全くＰＣＢに形成しなくてもよく、回路１０４Ｆのキャパシタンス４０４および抵抗４０６など、保護電圧生成回路１０４で使用される使用されるインピーダンスを提供してもよい。この結果、上記したさまざまな機能の多くは、従来の製造技術および構造を使用して、容易に実装することができる。しかし、場合によっては、多くの実施形態で、フィルタキャパシタンスおよび／または受動インピーダンス、およびその他のインピーダンスなどの部品が、個別の部品を使用するほうがよいほど、十分大きかったり、許容範囲が小さいことがある。そのような場合は、これらの部品（フィルタキャパシタンス１１０など）は、１つ以上の別個のコンデンサ、抵抗、インダクタおよび／またはその他の別個の部品によって実装されうる。
【００８７】
更に、何らかの時分割多重化、周波数分割多重化、符号多重化またはその他の多重化法によって、必要な信号ピン（例えばＡＤＣおよびＩ／Ｏのピンなど）の総数と部品点数を更に削減することができる。
【００８８】
また、検知電極１１２Ａ～Ｂを、幾通りものパターンに配置することにより、多くのさまざまなタイプのセンサレイアウト（一次元、二次元、またはそれ以上の次元において検知可能なタッチパッドでみられる多次元レイアウトなど）を作製することが可能となる。別の実施形態として、複数の「ボタン」型のタッチセンサ、およびボタン型とタッチパッド型の複合入力装置を、さまざまなチャネルから容易に形成することも、あるいは、他のセンサレイアウトを幾通りも作成することもできる。
【００８９】
上記したように、キャパシタンスを決定する装置および方法は、特に近接センサ装置に適用可能である。次に図５を参照すると、近接センサ装置１１に結合された例示的な電子システム１０のブロック図が示される。電子システム１０は、パーソナルコンピュータ、ポータブルコンピュータ、ワークステーション、携帯情報端末、ビデオゲームプレーヤ、通信装置（移動電話およびメッセージ通信装置など）、レコーダおよびプレーヤを含むメディア装置（テレビ、ケーブルボックス、ミュージックプレーヤおよびビデオプレーヤなど）や、ユーザからの入力を受け入れて、情報を処理可能なその他の装置のどのようなタイプのものでもよい。したがって、システム１０の各種の実施形態は、どのようなタイプのプロセッサ、メモリまたはディスプレイを備えてもよい。更に、システム１０の各種構成要素は、バス、ネットワークまたはその他の有線または無線の相互接続を介して通信しうる。近接センサ装置１１は、インタフェースまたは接続のどのようなタイプのものを介してシステム１０と接続され、このいくつかの例には、Ｉ２Ｃ、ＳＰＩ、ＰＳ／２、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）、ブルートゥース、ＲＦ、ＩＲＤＡまたはほかのタイプの有線接続または無線接続があるが、これらに限定されない。
【００９０】
近接センサ装置１１は、コントローラ１９および検知領域１８を有する。近接センサ装置１１は、検知領域１８内のスタイラス１１４、指および／または他の入力物の位置について、これらによって生み出されるキャパシタンスを測定することにより、これらに感受性を有する。ここで用いられる「検知領域」１８とは、近接センサ装置１１の、上部、周囲、上、および／またはその近くなどの任意の空間を広く含むことを意図しており、この領域では、センサが物体の位置を検出することが可能である。従来の実施形態では、検知領域１８は、信号対雑音比によって物体の検出ができなくなる距離まで、センサの表面から１つ以上の方向へ空間内に延びている。この距離は、ミリメートル未満、ミリメートル、センチメートルまたはそれ以上のオーダーであってよく、検知電極のサイズ、使用する位置検知技術のタイプ、および所望の精度によって大きく変わりうる。したがって、特定の検知領域１８の平坦度、大きさ、形状、および正確な位置は、実施形態によって大きく変わる。
【００９１】
動作時に、近接センサ装置１１は、複数の検知電極と、検知領域１８内の指またはその他の物体に関連する可測キャパシタンスを測定することによって、スタイラス１４の位置を適切に検出し、コントローラ９を使用して、この位置の電気的または電子的な指標（indicia）を、電子システム１０に供給する。システム１０は、ユーザからの入力を受け取ったり、ディスプレイ上のカーソルまたはほかの物体を移動させたり、他の目的のために、この指標を適切に処理する。
【００９２】
タッチセンサ装置の一般的な実装では、電圧は、通常、検知面にわたる電界を形成するために印加される。次に、静電容量型近接センサ装置１１が、物体による電界内の静電容量の変化を検出して、物体の位置を検出する。例えば、近接センサ装置１１のセンサは、いかなる数の検知領域にも対応するように、容量検知電極のアレイを使用しうる。別例として、センサは、同じ検知領域または異なる検知領域に対応するために、抵抗による検知技術と共に、静電容量検知技術を使用しうる。物体の移動の検知手法、検知領域の大きさと形状、所望の性能、予想される動作条件などに応じて、近接センサ装置１１は各種の異なる方法で実装されうる。また、検知技術は、提供される情報のタイプが異なってもよく、例えば、スカラーとして「一次元」位置情報（検知領域に沿ってなど）、値の組合せとしての「二次元」位置情報（例えば、水平軸／垂直軸、角度／径方向、あるいは二次元に広がるほかの任意の軸）などがある。
【００９３】
コントローラ１９は、時として近接センサプロセッサまたはタッチセンサコントローラと呼ばれ、センサおよび電子システム１０に結合される。一般に、コントローラ１９は、上記のさまざまな手法を使用して、キャパシタンスを測定して、電子システムと通信する。コントローラ１９は、近接センサ装置１１を実装するために、センサから受け取った信号に対して、さまざまな追加のプロセスを実行してもよい。例えば、コントローラ１９は、個々の可測キャパシタンスを選択するかまたはこれに接続したり、存在／近接度を検知したり、位置または移動情報を計算したり、しきい値に達したときに位置または移動を報告したり、有効なタップ／ストローク／文字／ボタン／ジェスチャシーケンスを解釈および待機してから、これを電子システム１０に報告するかこれをユーザに示しうる。また、コントローラ１９は、センサの近くで、物体の移動の特定のタイプの組み合わせが生じた時点を決定することもできる。
【００９４】
本明細書においては、「コントローラ」との文言を、記載した動作を実行するために適合された１つ以上の処理要素を有するものと定義する。このため、コントローラ１９は、センサから電気信号を受け取り、センサにある電極のキャパシタンスを測定し、電子システム１０と通信する１つ以上の集積回路、ファームウェアコードおよび／またはソフトウェアコードの全部または一部を含みうる。一部の実施形態では、コントローラ１９を含む要素が、センサと共に配置されるか、その近くに配置されうる。別の実施形態では、コントローラ１９の一部の要素が、センサに設けられ、コントローラ１９の別の要素が電子システム１００またはその近くに配置される。この実施形態では、センサの近くで実行される処理は必要最小限で、処理の大部分が電子システム１０で実行される。
【００９５】
再度触れると、本願において使用される文言として、「電子システム」との文言は、近接センサ装置１１と通信する装置であればどのようなものも広く指す。このため、電子システム１０は、タッチセンサ装置が実装されるか、またはこれと結合される任意の１つ以上の装置を有しうる。近接センサ装置は、任意の適切な手法を使用して、電子システム１０の一部として実装されても、または電子システムに結合されてもよい。このため、例として、電子システム１０は、コンピューティング装置、メディアプレーヤ、通信装置またはその他の入力装置（別のタッチセンサ装置またはキーパッドなど）のどのようなタイプのものを有していてもよいが、これらに限定されない。場合によっては、電子システム１０は、それ自体が大きなシステムの周辺装置である。例えば、電子システム１０は、リモートコントロールまたはディスプレイ装置など、適切な有線または無線の手法を使用して、コンピュータまたはメディアシステムと通信するデータ入力または出力装置であってもよい（テレビ用のリモートコントロールなど）。電子システム１０のさまざまな構成要素（プロセッサ、メモリなど）は、システム全体の一部として、タッチセンサ装置の一部として、またはこれらの組み合わせとして実装されうる点にも留意すべきである。更に、電子システム１０は、近接センサ装置１１のホストまたはスレーブであってもよい。
【００９６】
また、本明細書に使用する「近接センサ装置」、「タッチセンサ装置」、「近接センサ」または「タッチパッド」との文言は、従来の近接センサ装置だけではなく、１本以上の指、ポインタ、スタイラスおよび／またはその他の物体の位置を検出することができる同等の装置を広い範囲で含むことを意図することを理解すべきである。このような装置としては、タッチスクリーン、タッチパッド、タッチタブレット、生物測定認証装置、手描きまたは文字認識装置などが挙げられるが、これらに限定されることはない。同様に、ここで用いられる「位置」または「物体位置」との文言は、絶対位置情報および比較位置情報のほか、速度、加速度などのほかのタイプの空間ドメイン情報も含むことを意図しており、これには、１つ以上の方向における移動の測定値が含まれる。位置情報のさまざまな型式には、ジェスチャ認識などの場合のように、時間履歴の成分が含まれていてもよい。したがって、近接センサ装置は、単なる物体の有無以外も適宜検出してもよく、幅広い範囲の等価物を含むことができる。
【００９７】
本発明の実施形態は、完全に機能する近接センサ装置について説明したが、本発明の機構は、さまざまな型式のプログラム製品として配布することができる点も理解すべきである。例えば、本発明の機構は、コンピュータ可読信号記録媒体にある近接センサプログラムとして実装および配布することができる。更に、本発明の実施形態は、配布を行うために使用される信号記録媒体の特定のタイプを問わず、等しく当てはまる。信号記録媒体の例には、メモリーカード、光学ディスクおよび磁気ディスク、ハードディスクドライブなどの記録可能媒体、ティジタルおよびアナログの通信リンクなどの伝送媒体がある。
【００９８】
ここに記載した構造および手法に対して、その基本的な教示から逸脱することなく、さまざまな他の変更および改良を行うことができる。したがって、１つ以上の可測キャパシタンスを検出および／または定量化するためのシステム、装置およびプロセスが数多く提供される。上記の詳細な説明において少なくとも１つの代表的な実施形態を示したが、膨大な数の変形例が存在することを理解されたい。例えば、ここに記載される手法のさまざまなステップは、任意の時間的順序において実施されてもよく、ここに提示および／または権利を請求する順序に限定されることはない。また、ここに記載した代表的な実施形態は例に過ぎず、いかなる形であれ本発明の範囲、利用可能性または構成を限定することを意図するものではないことも理解されたい。このため、添付の特許請求の範囲とその法的均等物に記載されている本発明の範囲から逸脱することなく、各種要素の機能および構成をさまざまに変更することができる。
METHODS AND SYSTEMS FOR GUARDING A CHARGE TRANSFER CAPACITANCE SENSOR FOR PROXIMITY DETECTION
PRIORITY DATA
[0001] This application claims priority of United States Provisional Patent Application Serial Nos. 60/687,012; 60/687,166; 60/687,148; 60/687,167; 60/687,039; and 60/687,037, which were filed on June 3, 2005 and Serial No. 60/774,843 which was filed on February 16, 2006, and are incorporated herein by reference.
TECHNICAL FIELD
[0002] The present invention generally relates to capacitance sensing, and more particularly relates to devices, systems and methods capable of detecting a measurable capacitance using switched charge transfer techniques.
BACKGROUND
[0003] Capacitance sensors/sensing systems that respond to charge, current, or voltage can be used to detect position or proximity (or motion or presence or any similar information), and are commonly used as input devices for computers, personal digital assistants (PDAs), media players and recorders, video game players, consumer electronics, cellular phones, payphones, point-of-sale terminals, automatic teller machines, kiosks, and the like. Capacitive sensing techniques are used in applications such as user input buttons, slide controls, scroll rings, scroll strips, and other types of inputs and controls. One type of capacitance sensor used in such applications is the button-type sensor, which can be used to provide information about the proximity or presence of an input. Another type of capacitance sensor used in such applications is the touchpad-type sensor, which can be used to provide information about an input such as the position, motion, and/or similar information along one axis (1-D sensor), two axes (2-D sensor), or more axes. Both the button-type and touchpad-type sensors can also optionally be configured to provide additional information such as some indication of the force, duration, or amount of capacitive coupling associated with the input. Examples of 1-D and 2-D touchpad-type
sensor based on capacitive sensing technologies are described in United States Published Application- 2004/0252109 Al to Trent et al. and United States Patent No. 5,880,411, which issued to Gillespie et al. on March 9, 1999. Such 1-D and 2-D sensors can be readily found, for example, in input devices of electronic systems including handheld and notebook-type computers.
[0004] A user generally operates a capacitive input device by placing or moving one or more fingers, styli, and/or objects, near the input device an in a sensing region of one or more sensors located on or in the input device. This creates a capacitive effect upon a carrier signal applied to the sensing region that can be detected and correlated to positional information (such as the position(s), proximity, motion(s), and/or similar information) of the stimulus/stimuli with respect to the sensing region. This positional information can in turn be used to select, move, scroll, or manipulate any combination of text, graphics, cursors, highlighters, and/or any other indicator on a display screen. This positional information can also be used to enable the user to interact with an interface, such as to control volume, to adjust brightness, or to achieve any other purpose.
[0005] Although capacitance sensors have been widely adopted, sensor designers continue to look for ways to improve the sensors' functionality and effectiveness. In particular, engineers continually strive to reduce the effects of spurious noise on such sensors. Many capacitive sensors, for example, currently include ground planes or other structures that shield the sensing regions from external and internal noise signals. While ground planes and other types of shields held at a roughly constant voltage can effectively prevent some spurious signals from interfering with sensor operation, they can also reduce sensor resolution or increase parasitic effects, such as by increasing parasitic capacitance. Therefore, the performance of such devices is by no means ideal.
[0006] Accordingly, it is desirable to provide systems and methods for quickly, effectively and efficiently detecting a measurable capacitance while preventing at least some of the adverse effects that can result from spurious noise signals and/or enhance resolution. Moreover, it is desirable to create a scheme that can be implemented using readily available components, such as standard ICs, microcontrollers, and passive components. Other desirable features and characteristics will become apparent from the subsequent detailed description and the appended claims, taken in conjunction with the accompanying drawings and the foregoing technical field and background.
BRIEF SUMMARY
[0007] Methods, systems and devices are described for determining a measurable capacitance for proximity detection in a sensor having a plurality of sensing electrodes and at least one guarding electrode. A charge transfer process is executed for at least two executions. The charge transfer process includes applying a pre-determined voltage to at least one of the plurality of sensing electrodes using a first switch, applying a first guard voltage to the at least one guarding electrode using a second switch, sharing charge between the at least one of the plurality of sensing electrodes and a filter capacitance, and applying a second guard voltage different from the first guard voltage to the at least one guarding electrode. A voltage is measured on the filter capacitance for a number of measurements equal to at least one to produce at least one result to determine the measurable capacitance for proximity detection.
[0008] Using the techniques described herein, a guarded capacitance detection scheme may be conveniently implemented using readily available components, and can be particularly useful in sensing the position of a finger, stylus or other object with respect to a capacitive sensor implementing button, slider, cursor control, or user interface navigation functions, or any other functions.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
[0009] Various aspects of the present invention will hereinafter be described in conjunction with the following drawing figures, wherein like numerals denote like elements, and:
[0010] FIG. IA is a flowchart of an exemplary technique for detecting capacitance using switched charge transfer techniques with guarding;
[0011] FIG. IB is a block diagram of an exemplary capacitive proximity sensor that includes guard circuitry;
[0012] FIG. 1C is a timing diagram relating to an exemplary technique for operating the capacitive proximity sensor with guard circuitry of FIG. IB;
[0013] FIGS. 2A-B are timing diagrams of exemplary guard signals that can be applied to guarding electrodes.
[0014] FIGS. 3A-E are block diagrams of exemplary circuits that could be used to generate guard voltages of a guard signal;
[0015] FIGS. 4A-E are more detailed block diagrams of exemplary circuits that could be used to generate guard voltages of a guard signal; and
[0016] FIG. 5 is a schematic diagram of a proximity sensor device with an electronic system.
DETAILED DESCRIPTION
[0017] The following detailed description is merely exemplary in nature and is not intended to limit the invention or the application and uses of the invention. Furthermore, there is no intention to be bound by any expressed or implied theory presented in the preceding technical field, background, brief summary or the following detailed description.
[0018] According to various exemplary embodiments, a capacitance detection and/or measurement circuit can be readily formulated using two or more switches. Further, a guard signal with two or more guarding voltages can be applied to a guarding electrode using one or more additional switches and one or more passive electrical networks (which can be a simple wire or a complex network); this can be used to shield the sensor from undesired electrical coupling, thereby improving sensor performance. In a typical implementation, a charge transfer process is executed for two or more iterations. In the charge transfer process, a pre-determined voltage is applied to a measurable capacitance using one or more of the switches and a first guarding voltage is applied to a guarding electrode with a second switch, the measurable capacitance then shares charge' with a filter capacitance in the passive network and a second guarding voltage is applied to the guarding electrode. With such a charge transfer process, a plurality of applications of the pre-determined voltage and the associated sharings of charge influence the voltage on the filter capacitance. The voltage on the filter capacitance can be the voltage at a node of the circuit that indicates the voltage across the filter capacitance. The voltage on the filter capacitance can also be the voltage
across the filter capacitance itself. The charge transfer process thus can be considered to roughly "integrate" charge onto the filter capacitance over multiple executions such that the "output" voltage of the filter capacitance is filtered. The charge transfer process may be done using only switches and passive elements such as resistances, capacitances, and/or inductances. After one or more iterations of the charge transfer process, the voltage on the filter capacitance (which is representative of the charge on the filter capacitance) is measured. One or more measurings can be used to produce one or more results and to determine the measurable capacitance. The measuring of the voltage on the filter capacitance can be as simple as a comparison of the voltage on the filter capacitance with a threshold voltage, or be as complex as a multi-step analog-to-digital conversion extracting charge from the filter capacitance and measuring the voltage multiple times. Using these techniques, capacitive position sensors capable of detecting the presence or proximity of a finger, stylus, or other object can be readily formulated. Additionally, various embodiments of the guard described herein can be readily implemented using only conventional switching mechanisms (e.g. signal pins of a control device) and passive components (e.g. one or more capacitors, resistors, inductors and/or the like), without the need for additional active electronics that would add cost and complexity. The various guarding techniques described herein can use similar components and methods as charge transfer sensing techniques. This, coupled with the ease of multi-channel integration, provide for highly efficient implementation of the guard. As a result, the various guarding schemes (and sensing schemes if desired) described herein may be conveniently yet reliably implemented in a variety of environments using readily-available and reasonably-priced components, as described more fully below.
[0019] With reference now to FIG. IA, an exemplary technique 800 for detecting a measurable capacitance that provides guarding to shield the measurable capacitance from undesired electrical coupling is illustrated. The method 800 uses switched charge transfer to detect measurable capacitances, and is particularly applicable to the detection of capacitances for object position detection. The technique suitably includes the broad steps of performing a charge transfer process with voltage guarding (step 801) for two or more times (as repeated by step 810) and selectively measuring a voltage on the filter capacitance to produce a result (step 824). The charge transfer process 801 includes applying a predetermined voltage to the measurable capacitance (step 802). Then, a first guard voltage is applied to a guarding electrode (step 804). The first guard voltage is preferably provided
before the applying of the pre-determined voltage to the measurable capacitance ceases. Then; charge is shared by the measurable capacitance and a filter capacitance (step 806). "Sharing" charge in this context can refer to actively switching to couple the measurable capacitance and the filter capacitance, actively switching elsewhere in the system, otherwise directing the transfer of charge, or passively allowing the charge to transfer through impedance through quiescence or other inaction. Then, a second guard voltage is applied to the guarding electrode (step 808). The second guard voltage is different from the first guard voltage, and is preferably applied to the guarding electrode before the sharing of charge substantially ends. The charge transfer process repeats at least once (step 810) for at least two performances of the charge transfer process total, and may repeat many more times. The charge transfer process can repeat until the voltage on filter capacitance exceeds a threshold voltage, until the process 801 has executed for a pre-determined number of times, .and/or according to any other scheme. Each time the charge transfer process executes, the first and second guard voltages are provided to shield from undesirable electrical coupling.
[0020] Measurement of the voltage on the filter capacitance to produce a result (step 824) can take place at any time, including before, after, and during the charge transfer process. In addition, none, one, or multiple measurements of the voltage on the filter capacitance 824 can be taken for each repetition such that the number of measurement results to the number of charge transfer processes performed can be of any ratio, including one-to-many, one-to- one, and many-to-one. Preferably the voltage on filter capacitance is measured when the voltage on the filter capacitance is substantially constant. One or more of the measurement results is/are used in a determination of the value of the measurable capacitance. The value of the measurable capacitance may take place according to any technique. In various embodiments, the determination is made based upon the measurement(s) of the voltage on the filter capacitance (which is indicative of the charge on the filter capacitance), the values of known components in the system (e.g. the filter capacitance), as well as the number of times that the charge transfer process 801 was performed. As noted just previously, the particular number of times that process 801 is performed may be determined according to a pre-determined value, according to the voltage across the filter capacitance crossing a threshold voltage, or any other factor as appropriate.
[0021] Steps 802-808 and steps 824 can be repeated as needed (step 810). For example, in a proximity sensor implementation, the measurable capacitance corresponding to each sensing electrode would typically be determined many times per second. This provides the
ability to determine the proximity of objects near the sensor, as well as changes to that proximity, and thus facilitates use of the process in a- device for user input. Thus, the process can be repeated at a high rate for each sensing electrode each second to enable many determinations of the measurable capacitance per second.
[0022] Process 800 may be executed in any manner. In various embodiments, process 800 is executed by software or firmware residing in a digital memory, such as a memory located within or in communication with a controller, or any other digital storage medium (e.g. optical or magnetic disk, modulated signal transmitted on a carrier wave, and/or the like). Process 800 and its various equivalents and derivatives discussed above can also be executed with any type of programmed circuitry or other logic as appropriate.
[0023] The steps of applying first and second guard voltages can be implemented with a variety of different techniques and devices. For example, the guard voltages can be provided using switching mechanisms and passive components (e.g. one or more capacitors, resistors, inductors, and/or the like), without the need for additional active electronics that would add cost and complexity (although such active electronics, including DACs and followers, can be used to provide the proper guard voltages at low impedance).
[0024] Now with initial reference to FIG. IB, an exemplary capacitance sensor 100 suitably includes three sensing electrodes 112A-C and one guarding electrode 106. The sensing electrodes 112A-C are directly coupled to switches 116A-C, respectively. The sensing electrodes 112 A-C are also directly coupled with a filter capacitance (also "integrating capacitance" or "integrating filter") 110 (Cp) through passive impedances 108A-C, respectively. The filter capacitance 110 is also shown directly coupled to a switch 118. The guarding electrode 106 is coupled to a guarding voltage generating circuit 104 that includes passive guarding network 105 and one or more switch(es) 114. Guarding voltage generating circuit 104 provides an appropriate guard signal (VG) 103. Also shown in FIG. IB is stimulus 101 that is not part of capacitance sensor 100 and is detected by capacitance sensor 100. Stimulus 101 can be one or more fingers, styli, objects, and the like, even though one stylus is shown in FIG. IB.
[0025] Although a specific configuration of sensor 100 is shown in FIG. IB, it is understood that many other configurations are possible. Other embodiments of capacitance sensor 100 may include any number of sensing electrodes, guarding electrode, filter
capacitances, passive impedances, switches, guarding voltage generating circuits, and ■ controllers as appropriate for Hie sensor. They can also -be in any ratio appropriate for the sensor; for example, the sensing electrodes may also be coupled to filter capacitance(s) with or without passive impedances in a many-to-one, one-to-many, one-to-one, or many-to- many configuration as allowable by the sensing scheme used. It should be noted that while FIG. IB shows switch(es) 114, 116A-C, and 118 all implemented using I/Os of a controller 102, that this is just one example embodiment, and that these and other switches could be implemented with a variety of different devices including discrete switches distinct from any controller. As further examples, the sensor may use a passive guarding network that consists of a single wire or a more complex circuit network, or the sensor may also provide the guarding signal using a single switch or multiple switches (which may involve using one or many I/Os of a controller, a multiplexer, a digital-to-analog converter (DAC), etc., since each multiplexer or DAC includes multiple switches). A switch can be used in a multitude of ways to provide the guard signal, including closing the switch, opening the switch, or actuating it in some other manner (e.g. PWM and pulse coded modulating). Therefore, one can apply a voltage by closing a switch as well as by opening a switch, depending on how the circuit is laid out. Additional analog components may also be used (e.g. to buffer the output of the passive guarding network 105).
[0026] The sensing electrodes 112A-C provide the measurable capacitances whose values are indicative of the changes in the electric field associated with stimulus 101. Each of the measurable capacitances represents the effective capacitance of the associated sensing electrode(s) 112A-C detectable by the capacitance sensor 100. In an "absolute capacitance" detecting scheme, the measurable capacitance represents the total effective capacitance from a sensing electrode to the local ground of the system. In a "trans-capacitance" detection scheme, the measurable capacitance represents the total effective capacitance between the sensing electrode and one or more driving electrodes. Thus, the total effective capacitance can be quite complex, involving capacitances, resistances, and inductances in series and in parallel as defined by the sensor design and the operating environment. However, in many cases the measurable capacitance from the input can be modeled simply as a small variable capacitance in parallel with a fixed background capacitance.
[0027] . To determine the measurable capacitances, appropriate voltage signals are applied to the various electrodes 106, 112A-C using any number of switches 114, 116A-C. In various embodiments, the operation of switches 114, 116A-C is controlled by a controller
102 (which can be a microprocessor or any other controller). By applying proper signals using switches 116A-C, the measurable capacitances exhibited by electrodes 112 A-C (respectively) can be determined. Moreover, by applying proper signals using switch(es) 114, suitable guarding voltages can be generated to produce a guard signal 103 that is placed on guarding electrode 106 to shield the measurable capacitances from undesired effects of noise and other spurious signals during operation of sensor 100.
[0028] Guarding electrode 106 is any structure capable of exhibiting applied guarding voltages comprising guard signal 103 to prevent undesired capacitive coupling with one or more measurable capacitances. Although FIG. IB shows guarding electrode 106 with a "comb"-type appearance, this appearance is shown for convenience of explanation, and guarding electrode 106 may exhibit any other form or shape, in any number of equivalent embodiments as applicable for the design of sensor 100. For example, the sensing electrodes 112A-C may be laid out in some other pattern or have some other shape, and the shape of guarding electrode 106 can be laid out as appropriate. Guarding electrode 106 can also be routed around all or portions of a perimeter of a set of sensing electrodes to shield the set at least partially from the environment. Guarding electrode 106 can be routed behind at least a portion of the sensing electrodes to shield them from any electronics behind the sensing electrodes. Guarding electrode 106 can also be routed between sensing electrodes to shield them from each other. The guarding electrode does not need to extend the full length between sensing electrodes or cover the full sensing electrodes to offer a useful level of guarding. For example, guarding electrode 106 can parallel only portions of the sensing electrodes 112A-C, or interleave some or all of the sensing electrodes 112A-C. In addition, if a "trans-capacitance" detection scheme is used, guarding electrode 106 may be routed around any areas where guarding electrode 106 may interfere with the capacitive coupling between the sensing electrodes 112A-C and any driving electrode(s), such as some regions between the sensing electrodes 112A-C and the driving electrode(s). As explained below, capacitive coupling between guarding electrode 106 and measurable capacitances can be controlled through application of appropriate guarding voltages via switch(es) 114.
[0029] In the exemplary embodiment shown in FIG. IB, a filter capacitance 110 is provided by one or more capacitors (such as any number of discrete capacitors) to accept charge transferred from sensing electrodes 112A-C. Although the particular filter capacitance value selected will vary from embodiment to embodiment, the capacitance of each filter capacitance 110 will typically be much greater - perhaps by only one to two
orders of magnitude but often several orders of magnitude greater ― than the capacitance of the measurable capacitances. Filter capacitance 110 may be designed to be on the order of several nanofarads, for example, when expected values of measurable capacitances are on the order of several picofarads or so. Actual values of filter capacitance 110 may vary, however, depending upon the particular embodiment.
[0030] The concepts of capacitance sensing in conjunction with guarding can be applied across a wide array of sensor architectures 100, although a particular example is shown in FIG. IB. In the exemplary embodiment shown in FIG. IB, each sensing electrode 112A-C, and thus each associated measurable capacitance, is coupled to a common filter capacitance 110 through an associated passive impedance 108 A-C. Alternate embodiments may use multiple filter capacitances and/or passive impedances for each measurable capacitance as appropriate. Alternate embodiments may also share a passive impedance and/or a filter capacitance between multiple measurable capacitances. When included, passive impedances 108 A-C are typically provided by one or more non-active electronic components, such as any type of diodes, capacitors, inductors, resistors, and/or the like. Passive impedances 108 A-C are each generally designed to have an impedance that is large enough to prevent significant current bleeding into filter capacitance 110 during charging of measurable capacitance, as described more fully below. In various embodiments, impedances 108A-C may be on the order of a hundred kilo-ohms or more, although other embodiments may utilize widely different impedance values. Again, however, passive impedances 108A-C need not be present in all embodiments where charge sharing is otherwise implemented.
[0031] Operation of sensor 100 suitably involves a charge transfer process and a measurement process facilitated by the use of one or more switches 116A-C, 118 while a guard signal 103 is applied using switch(es) 114. Again, although shown implemented using I/Os of controller 102, switches 114, 116A-C and/or 118 may be implemented with any type of discrete switches, multiplexers, field effect transistors and/or other switching constructs, to name just a few examples. Alternatively, any of switches 114, 116A-C, 118 can be implemented with internal logic/circuitry coupled to an output pin or input/output (I/O) pin of the controller 102, as shown in FIG. IB. Such I/O pins, if used, can also provide input functionality and/or additional switches. For example, switch 118 can be implemented with I/O 119 that also connects to, or contains, input capability within controller 102. The input capability may be used in measuring the voltage on the filter
capacitance 110 directly or indirectly, and might include a multiplexer, comparator, ■hysteretic thresholds, CMOS threshold, or analog-to-digital converter. - Such I/O pins are typically capable of switchably applying one or more logic values and/or a "high impedance" or "open circuit" value by using internal switches coupled to power supply voltages. The logic values may be any appropriate voltages or other signals. For example, a logic "high" or "1" value could correspond to a "high" voltage (e.g. 5 volts), and a logic "low" or "0" value could correspond to a comparatively "low" voltage (e.g. local system ground, -5 volts or the like). The particular signals selected and applied can vary significantly from implementation to implementation depending on the particular controller 102, sensor configuration, and sensing scheme selected. For example, a current source, a pull-up resistance, or a digital-to-analog converter (DAC) also could be used to provide the proper voltages, and may be external or internal to controller 102.
[0032] One advantage of many embodiments is that a very versatile capacitance sensor 100 can be readily implemented using only passive components in conjunction with a controller 102 that is a conventional digital controller comprised of any combination of one or more microcontrollers, digital signal processors, microprocessors, programmable logic arrays, integrated circuits, other controller circuitry, and/or the like. A number of these controller products are readily available from various commercial sources including Microchip Technologies of Chandler, Arizona; Freescale Semiconductor of Austin, Texas; and Texas Instruments of Richardson, Texas, among others. Controller 102 can contain digital memory (e.g. static, dynamic or flash random access memory) that can be used to store data and instructions used to execute the various charge transfer processing routines for the various capacitance sensors contained herein. During operation of various embodiments, the only electrical actuation on the sensing electrodes 112A-C and their associated measurable capacitances that need take place during operation of sensor 100 involves manipulation of switches 114, 116A-C and 118; such manipulation may take place in response to configuration, software, firmware, or other instructions contained within controller 102.
[0033] The charge transfer process, which is typically repeated two or more times, suitably involves using a first switch to apply a pre-determined voltage (such as a power supply voltage, battery voltage, ground, or logic signal) to charge the applicable measurable capacitance^), and then passively or actively allowing the applicable measurable capacitance^) to share charge with any filter capacitance (e.g. 110) as appropriate. Passive
sharing can be achieved by charge transfer through an impedance such as a resistance, and active sharing can be achieved by activating a switch that couples the applicable measurable capacitance(s) to the appropriate filter capacitance(s).
[0034] The pre-determined voltage is often a single convenient voltage, such as a power supply voltage, a battery voltage, a digital logic level, a resistance driven by a current source, a divided or amplified version of any of these voltages, and the like. The value of the pre-determined voltage is often known, and often remains constant; however, neither needs be the case so long as the pre-determined voltage remains ratiometric with the measurement of the voltage on the applicable filter capacitance (e.g. 110). For example, a capacitance sensing scheme can involve resetting the filter capacitance to a reset voltage, and also involve measuring a voltage on the filter capacitance by comparing the voltage (as relative to the reset voltage) on one side of the filter capacitance with a threshold voltage (also as relative to the reset voltage). With such a sensing scheme, the difference between the pre-determined voltage and the reset voltage, and the difference between the threshold voltage and the reset voltage, should remain roughly proportional to each other, on average over the executions of the charge transfer process leading to the determination of the measurable, capacitance. Thus, the threshold used to measure the change in voltage on the filter capacitance will be proportional to the change in voltage on the filter capacitance due to the charge shared from the measurable capacitance to the filter capacitance during the executions of the charge transfer process for a determination of the measurable capacitance. In particular, where the pre-determined voltage is Vdd and the reset voltage is GND5 the threshold voltage can be ratiometric for a CMOS input threshold, for example (l/2)*(Vdd- GND).
[0035] The example shown in FIG. IB can be operated in a manner as shown by FIG. 1C. In the embodiment shown by FIGS. IB-C, each switch 116A-C applies a pre-determined voltage with "charging pulses" 201 that typically have relatively short periods in comparison to' the RC time constants of impedances 108 A-C with the filter capacitance 110, and preferably have relatively short periods in comparison to the RC time constants of impedances 108 A-C with their associated measurable capacitances. This is so that the charge added to filter capacitance 110 during the charge transfer process comes mostly from the charge stored on the active measurable capacitance and shared with filter capacitance 110, and less from any flow of current through the associated impedance (e.g. 108A-C) during the applying of the pre-determined voltage. This helps to prevent excessive leakage
of current through impedances 108 A-C. Also shown in FIG. 1C, each charging pulse 201 additionally provides relatively brief durations of an "opposing" "discharging voltage" (a voltage that have a magnitude opposite that of the pre-determined voltage) before applying the pre-determined voltage. The discharging voltage can compensate for any current leaking through impedances 108 A-C during the charge transfer process; it is an optional feature that is not required in all embodiments. More than one level of voltage can be used in the pre-determined voltage in an execution or between executions, and this is also true for the opposing voltage. However, in many cases the pre-determined voltage and the opposing voltage (if used) will have substantially constant voltages.
[0036] The following discussion describes the operation with one guarding electrode (e.g. 106), one measurable capacitance (e.g. associated with sensing electrodes 112A-C), one filter capacitance 110, and often one passive impedance (e.g. 108 A-C). This is done for clarity of explanation, and it is understood that multiple measurable capacitances, passive impedances, and filter capacitances can be included in the system, and they can be operated in serially (at least partially or completely separate in time) or in parallel (at least partially or completely overlapping in time ).
[0037] After applying the pre-determined voltage to the measurable capacitance, the measurable capacitance is allowed to share charge with filter capacitance. To allow measurable capacitance to share charge, no action may be required other than to stop applying the pre-determined voltage and pause for a time sufficient to allow charge to passively transfer. In various embodiments, the pause time may be relatively short (e.g. if the filter capacitance is connected directly to the measurable capacitance with a small resistance in series), or some delay time may occur (e.g. for charge to transfer through a larger resistance in series with the measurable capacitance, the filter capacitance, and reference voltage). In other embodiments, allowing charge to transfer may involve stopping the application of the pre-determined voltage and actively actuating one or more switches associated with a controller to couple the measurable capacitance and the filter capacitance, and/or taking other actions as appropriate. For example, charge sharing with the filter capacitance could occur in other embodiments using "sigma-delta" techniques; such as in a process whereby the filter capacitance is charged via a measurable capacitance and discharged by a "delta" capacitance (not shown), or vice versa. As another example, charge sharing with the filter capacitance could occur by actuating switches (not shown) that couple and decouple the measurable capacitance with the filter capacitance or that couple and
decouple the filter capacitance with a power supply voltage. In such embodiments, impedances such as those shown as 108 A-C shown in FIG. IB may not be present, may be augmented by passive or active elements, and/or may be replaced by passive or active elements as appropriate.
[0038] A charge transfer process where sharing charge between the measurable capacitance and the filter capacitance occurs using one or more active components (e.g. by actively opening or closing a switch) clearly indicates the beginning and the end of a sharing period with these actuations of the active component(s). Similarly, a charge transfer process where the measurable capacitance is directly connected to one side of the filter capacitance, and the other side of the filter capacitance is coupled, by activating a switch, to a low impedance reference voltage, also clearly indicates the beginning and ending of a sharing period. In contrast, charge transfer processes that passively share charge have less clear denotations of the charge sharing periods. In the systems that passively share charge, the charge sharing period can be considered to begin when the applying of the pre-determined voltage ceases; the charge sharing period must end at or before a subsequent charging pulse begins (for a subsequent execution of the charge transfer process) and at or before a reset of the filter capacitance (if a reset is used and indicates an end a set of charge transfer processes). The sharing period may end before a subsequent charging pulse and before any reset because current flow effectively stops when the voltages are similar enough that negligible charge is shared between the measurable capacitance and the filter capacitance; this will be the case when sufficient time has passed while the measurable capacitance and filter capacitance are coupled to each other. However, even if the voltages do not substantially equalize before a subsequent charging pulse or reset signal, charge sharing still ends when the charging pulse or reset signal begins. This is because the applying of the charging pulse or reset signal dominates over any charge sharing between the measurable capacitance and the filter capacitance in a passive sharing system where the filter capacitance is always coupled to the measurable capacitance (such as in sensor 100 of FIG. IB). The low impedance path of the charging pulse or reset signal means that any charge on the measurable capacitance that would be shared with the filter capacitance is negligible until the low impedance source is removed.
[0039] The measurement process may be performed at any point of the charge transfer process as appropriate for the sensor configuration and sensing scheme used, and the number of performances of the measurement process may be in any ratio with the
performances of the charge transfer process as appropriate for the sensor configuration and sensing scheme used. For example, the measurement process may take place after the sharing of the charge between the measurable capacitance and the filter capacitance brings the voltage on the filter capacitance to be within some percentage point from an asymptote, or the measurement process may take place every time a charge transfer process is performed. Conversely, the measurement process may take place while the pre-determined voltage is applied (if the filter capacitance is properly prevented from charge sharing with the measurable capacitance at that time). The measurement process may take place only for a set number of repetitions of the charge transfer process, or only after a number of repetitions have already taken place. The measuring of the voltage on the filter capacitance can be as simple as a comparison of a voltage on the filter capacitance with a threshold voltage (such as in a "sigma-delta" scheme), or be as complex as a multi-step analog-to- digital conversion (such as when a known number of charge transfer processes are performed and then the voltage on the filter capacitance is read as a multi-bit value). Multiple thresholds can also be used, such as in an oscillator or other dual-slope sensing system where the voltage on the filter capacitance is driven between low and high thresholds, and in multi-bit ADCs where multiple thresholds are used to measure the voltage on the filter capacitance. One or more measurements can be taken, and stored if appropriate, to determine the measurable capacitance as applicable.
[0040] More detail about particular capacitance sensing schemes can be found in various literature, in U.S. Pat. Nos. 5,730,165, 6,466,036, and 6,323,846, as well as in U.S. Patent Applications entitled Methods and Systems for Detecting a Capacitance Using Switched Charge Transfer techniques, by David Ely et al, filed June 3, 2006 and Methods and Systems for Detecting a Capacitance Using Sigma-Delta Measurement Techniques, by Kirk Hargreaves et al, filed June 3, 2006. Again, the particular capacitance sensing technique and sensor architecture 100 may vary significantly in other embodiments.
[0041] A system without any shields or guards will be affected by the environment. Therefore, as discussed earlier, many capacitive sensors include ground planes or other structures that shield the sensing regions from external and internal noise signals. However, ground planes and other types of shields held at a roughly constant voltage are by no means ideal - they can increase the effects of parasitic capacitance (or other parasitic impedance and associated charge leakage) and reduce resolution or dynamic range. In contrast, a driven, low-impedance guard can provide similar shielding without significantly increasing
the effect of parasitic capacitance or reducing resolution. This is done by reducing the ■ charge transferred through any parasitic capacitances associated with any guarding electrode(s) onto any filter capacitance(s) during the course of executions of the charge transfer processes leading to the determination of the measurable capacitance(s). The voltages of the guard can be provided by using an output from a charge transfer process similar to the one to be guarded. This output can be provided as an input to a buffer (or other follower circuit) to guard multiple sensing channels with low impedance. Alternatively, these guard voltages can also be directly provided by using a guard-charge transfer process (one performed for guarding purposes) that inherently provides a low impedance guard signal such that no additional buffering is needed; this guard-charge transfer process could also be similar to the charge transfer process used for sensing, but that is not required.
[0042] The typical charge transfer sensing scheme will perform the charge transfer processes multiple times (and often hundreds of times or more) to generate the measurement(s) that are used for one determination of the measurable capacitance. This set of charge transfer processes that lead to the measurement(s) used for one determination varies between embodiments. As four examples, the set can be between a reset state and a final-threshold-state for systems that charge to threshold(s); the set can be between an initial state and a final-read-state for systems that perform a set number of charge transfer processes and read one or more multi-bit voltage output(s); the set can be between the low and high thresholds for dual slope or oscillator systems; the set can also be the sample length of a digital filter for sigma-delta systems. This set of charge transfer processes defines a set where the overall guarding effect is considered, or "the course of executions of the charge transfer processes leading to the determination of the measurable capacitance."
[0043] To reduce the net charge transferred through the parasitic capacitance associated with the guarding electrode onto the filter capacitance during the course of executions of the charge transfer processes leading to the determination of the measurable capacitance(s), a guard signal with proper guarding voltages can be applied. The applying of the predetermined charging voltage to the measurable capacitance lasts for some duration of time, and before this duration ends, a first guarding voltage similar to this pre-determined voltage can be applied to the appropriate guarding electrode. Since the pre-determined voltage is typically fairly constant, the first guarding voltage can often be a single, roughly constant voltage. Then, before all the charge is shared (i.e., before charge sharing ends) between the
measurable capacitance and associated filter capacitance, the guard signal applied to the guarding electrode may be changed to a second guarding voltage similar to the voltage on the associated filter capacitance. Again, although the singular is used in this discussion, there can be any number of guarding electrodes, measurable capacitances, impedances, filter capacitances, and the like involved.
[0044] In the embodiment shown in FIG. IB, guarding electrode 106 is provided, over a low impedance path, with guarding voltages composing guard signal 103 that at least roughly approximate the voltages on the active electrode (e.g. 112A-C) during the sensing process. If a fairly constant pre-determined voltage is applied to charge the measurable capacitances, the guard signal 103 that is applied to the guarding electrode 106 before the applying of the pre-determined voltage is finished can comprise a single voltage similar to this pre-determined voltage. Then, before the charge transfer between the measurable capacitance with filter capacitance 110 ends (i.e. before the sharing period ends), the guard signal 103 applied to the guarding electrode 106 may be changed to a guarding voltage similar to the voltage on filter capacitance 110. If the guard signal 103 is changed to a second guarding voltage that is a substantially constant voltage during the charge sharing period and for multiple executions of the charge transfer process, it can be a voltage chosen to approximate the voltage on the filter capacitance 110. Approximations are appropriate when discrete voltages are used in guard signal 103, since the voltage on the filter capacitance 110 changes during sharing and between repetitions of the charge transfer process. For example, the guarding voltage of the guard signal 103 applied to guarding electrode 106 may be set to the pre-determined voltage during the charging of the measurable capacitance, and then changed from the pre-determined voltage to a voltage between an appropriate threshold voltage (VTH) and an after-reset-voltage on the associated filter capacitance 110 to reduce the net transfer of charge. Any DC offset between the guarding electrode voltage and the sensing electrode voltage would not affect the usefulness of the guard for capacitive coupling, since similar voltage swing (i.e. similar change in voltage) is typically of greater concern than the actual voltage applied, in ensuring an effective guard.
[0045] The guarding voltages of guard signal (VG) 103 may be generated in any manner. Even though the embodiment shown in FIGS. IB-C describes guard signal 103 as being generated by an I/O that enables switch(es) 114 to apply power supply voltages, it is understood that many other embodiments are possible. For example, alternate sources for
guard signal 103 may involve discrete switches, multiplexers, operational amplifiers (OP- AMPs), follower, or ADCs other than digital I/Os, utilize current and/or voltage sources, and may be separate from the controller implementing the charge transfer process. In addition, digital-to-analog converters, pulse- width modulators, and the like can also be used to generate the guard signals 103 in various equivalent embodiments. In addition, a wide range of voltages different from that used by the charge transfer process can be applied. For example, the voltage source for guard signal 103 (if a voltage source and not a current or some other source is used), and even the guarding voltages of guard signal 103 themselves, may be beyond the range defined by the pre-determined voltage and the filter capacitance reset voltage. It is also understood that one or multiple guard signals may be used in systems having multiple guarding electrodes 106. In addition, sensing electrodes may be used as guarding electrodes when they are "inactive" in not being used to sense.
[0046] In the embodiment shown in FIG. IB-C, guarding electrode 106 is connected to an appropriate guarding voltage generating circuit 104. Guard voltage generating circuit 104 appropriately includes one or more switch(es) 114, which is implemented as an I/O of controller 102. Circuit 104 is any suitable circuitry capable of producing two or more different values of voltages on guarding electrode 106 in response to a signal applied by switch(es) 114, although particular examples of guard voltage generating circuit 104 are described below (e.g. in conjunction with FIGS. 3A-E and 4A-E). In various embodiments, passive guarding network 105 of circuit 104 is implemented with conventional passive impedance circuitry (such as a voltage or impedance dividing circuit) including one or more conventional resistors, inductors, and/or capacitors. Passive guarding network 105 is shown directly connected to guarding electrode 106 in sensor 100; in other implementations, switches, followers, or other elements may intervene.
[0047] In one embodiment, guard signal 103 includes voltages that are approximately equal to voltages associated with the charge transfer process. Guard signal 103 includes an "approximate-charging-voltage" that approximates the pre-determined voltage applied to any "active" sensing electrode(s) to charge them during the charging period (e.g. one or more of the sensing electrodes 112A-C associated with measurable capacitances). Guard signal 103 also includes an "approximate-sharing-voltage" that approximately equals the voltage associated with any "active" sensing electrodes being shared with the filter capacitance 110 during the sharing period when charge sharing is allowed. In this embodiment, the guarding signal 103 begins applying the approximate-charging-voltage to
the guarding electrode 106 before the applying of the pre-determined voltage ends (i.e. -before the charging period terminates). The approximate-charging- voltage can be applied at other times as well, such as during the entire charging period or during other portions of the charging period. There is flexibility in when to apply the approximate-charging-voltage since the active sensing electrodes (e.g. 112A-C) are driven during that period, and any effects of parasitic capacitances coupling guarding electrode 106 to the active sensing electrodes would be negligible. The guard signal 103 changes to begin applying the approximate-sharing- voltage to the guarding electrode 106 before the end of the sharing of the charge between any active sensing electrode (e.g. 112A-C) with the associated filter capacitance 110. Similar to the applying of the approximate-charging-voltage, there is flexibility in when to begin applying the approximate-sharing-voltage. For example, this applying of the approximate-sharing-voltage can take place during the entire duration of the period when charge is allowed to be shared between the active sensing electrodes (e.g. 112 A-C) or only near the end of the period. For the guard to be effective, it should typically provide a relatively low impedance when applying these two approximate guarding voltages. However, the guard need not always be driven with a low impedance when not applying these two guarding voltages, though its effectiveness as a guard may be reduced.
[0048] The general sensor and guard scheme described above and shown in FIG. IB can be supplemented or modified in many different ways. In various embodiments, an included capacitance (not shown) can be included in guard voltage generating circuit 104 to temporarily store charge removed from the various sensing channels associated with sensing electrodes 112A-C. This charge can be returned to the appropriate sensing channel (often back to the electrodes 112A-C themselves) during subsequent operation. Stated another way, by maintaining the charge on the included capacitance at a relatively constant value (e.g. through application of electrical signals using switch(es) 114), the net amount of charge shared between the filter capacitance 110 and the included capacitance through the sensing electrodes 112A-C can be reduced. Typically, the included capacitance is designed to be much larger (at least an order of magnitude or greater) relative to the particular total capacitance of guarded capacitances between sensing electrodes 112 A-C and guarding electrode 106, and often larger than the associated filter capacitance 110. In such embodiments, the low impedance guarding signal 103 is relatively immune to coupling effects from sensing electrodes 112A-C and any other electrodes due to the much larger included capacitance. As a result, a single guarding electrode 106 may be used to
effectively shield multiple sensing electrodes 112A-C from both undesirable internal and external coupling, including the coupling from one sensing channel to another, if the sensing scheme warrants. As shown, guarding signal 103 may be of low impedance and effective even when the switch(es) used to generate the guarding voltages are open. Many other enhancements or alterations could be made in addition to those described herein. For example, the output of a guard voltage generating circuit 104 might be actively buffered to provide a guard to multiple sensing electrodes, if the output is of high impedance.
[0049] With reference to FIG. 1C, an exemplary timing scheme 150 is shown that would be suitable for operating sensor 100 of FIG. IB using a "switched RC time-constant" manner of charge transfer sensing. The particular timing scheme 150 shown in FIG. 1C applies predominantly to sensing of measurable capacitance of sensing electrode 112A. Similar processes would be executed to measure charge on the electrodes associated with measurable capacitances of sensing electrodes 112B-C as well. It should be noted that in cases where the various measurable capacitances share a common filter capacitance 110, the sensing channels associated with the sensing electrodes would typically be operated in sequence and not simultaneously for this particular example. However, parallel operation could take place in an equivalent embodiment such as one in which each measurable capacitance was provided with its own filter capacitance 110, or such as one in which a coded or frequency modulated sequence was applied to individual sensing channels.
[0050] During the "switched RC time-constant" sensing process shown in timing scheme 150, the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A is provided with charging voltage pulses 201 using switch 116A. In this embodiment, switch 116A is implemented using a digital I/O of controller 102. Since a digital I/O can typically provide logic high and low voltages (e.g. Vdd, and GND), it is simple to apply a charge voltage pulse having the pre-determined voltage of Vdd- Between provisions of charging pulses 201, the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A is allowed to discharge into filter capacitance 110 via passive impedance 108 A. This is noted by the voltage traces for Vx 117A (corresponding to the voltage on the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A at the node coupled to switch 116A) and Vp 115 (corresponding to the voltage on filter capacitance 110 at the node coupled to I/O 119). Vx 117A rises to the pre-determined voltage (e.g. Vdd) when the pre-determined voltage is applied during the charging period, and then decreases with the time constant defined by the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A and passive impedance 108 A during the
charge sharing period when the measurable capacitance discharges into filter capacitance 110. Meanwhile, the voltage on filter capacitance 110 slowly increases as it is charged by the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A during the sharing period. During the sharing period, Vx 117A and Vp 115 approach the same value, since the two respective capacitances are sharing charge. In most embodiments, the sharing period will be set long enough to enable Vx 117A and VF 115 to share enough charge such that they are essentially the same by the end of the sharing period. This makes the system less sensitive to timing variations.
[0051] Between a previous sharing period and a subsequent charging period, an optional "current canceling" voltage is applied to the measurable capacitance. The timing of the "current canceling" voltage is controlled so the amount of "parasitic" charge removed from the filter capacitance 110 is mostly equal to the amount of "parasitic" charge added to filter capacitance 110 through passive impedance 108 A during the charging period, and the measurable capacitance is still left at the proper charging voltage before sharing with the filter capacitance 110. This may allow for a lower value for passive impedance 108 A, and faster time constants as a whole without changing the measurable capacitance charge timing requirements.
[0052] The. input/output pin 119 of controller 102 that provides switch 118 also measures the voltage 115 on the filter capacitance. The I/O 119 suitably contains or connects to a comparator (which is a one-bit quantizer that can be used to provide a signal bit ahalog-to- digital conversion), Schmitt trigger, CMOS threshold, and/or multi-bit analog-to-digital converter feature that is capable of measuring voltage Vp 115 at various times (e.g. 202 A-C) when switch 118 is open. When a comparator is used to measure the voltage 115, the VTH can be made roughly equivalent to the midpoint between the high and low logic values to simplify the system. VTH is roughly the midpoint between the high and low logic values with a simple exemplary CMOS threshold.
[0053] In the particular embodiment shown in FIGS. IC5 the measurable capacitance associated with sensing electrode 112 A is charged and discharged until Hie voltage VF 115 on filter capacitance 110 exceeds a threshold voltage VTH associated with I/O 119. As I/O 119 senses that the threshold voltage VTH has been passed (indicated by point 202C), a reset signal 203 is provided using switch 118 of I/O 119.- Switch 118 applies the reset signal 203 which resets the charge contained on filter capacitance 110 after voltage Vp 115 exceeds a
threshold voltage VT?- FIG. 1C shows the "reading" of I/O 119 to measure the voltage on filter capacitance 110 immediately after a ■sharing- period and starting only after some repetitions of the charge transfer process have already taken place (after a resetting of filter capacitance 110). However, as discussed earlier, other timing and frequency options exist for measuring the voltage on filter capacitance 110 and are contemplated here. For example, additional charge transfer processes could be performed and/or additional measurements made after voltage VF 115 exceeds a threshold voltage VTH.
[0054] By tracking the number of charge transfer cycles performed from the applying of the reset signal 203 until the voltage on filter capacitance 110 exceeds the threshold voltage VTH, the measurable capacitance can be effectively determined. That is, the number of repetitions of the charge transfer process performed to produce a known amount of charge on filter capacitance 110 (e.g. as indicated by the voltage at the measured node of the filter capacitance reaching VTH) can be effectively correlated to the actual capacitance of the measurable capacitance. Similarly, the number of oscillations or resets of the filter capacitance 110 occurring for a number of the charge transfer processes can also be used to determine the measurable capacitance.
[0055] The embodiment shown in FIGS. IB-C shows the reset signal 203 resetting filter capacitance 110 by setting the voltage on the node of the filter capacitance 110 coupled to switch 118 to local system ground, such that both sides of the filter capacitance are set at ground. This can be seen in the trace VF 115 dropping to VRESET in response to the reset signal 203. In other embodiments, resetting of filter capacitance 110 can be accomplished in a wide variety of ways, and the options available depend on the sensor configuration and sensing scheme chosen. In various embodiments, a reset signal 203 can be used to set one side of the filter capacitance 110, or the voltage across filter capacitance 110, to an appropriate reset voltage appropriate for the sensing. Resetting of filter capacitance 110 can also be accomplished by simply coupling a switch on one side of the filter capacitance 110 to the appropriate power supply voltage. Alternatively, where both sides of filter capacitance 110 are controlled by switches, the voltage on the filter capacitance 110 may be reset to a pre-determined value by applying known voltages on both sides of the filter capacitance 110. In addition, filter capacitance 110 can comprise a' network of capacitors instead of one single capacitor, and each capacitor in the network may be reset to a different voltage and controlled' by one or more switches, such that resetting filter capacitance 110 may involve opening and closing a multitude of switches.
[0056] Reset signal 203 may be provided periodically, aperiodically, or otherwise, and/or may not be provided at all in some embodiments to "reset"- the sensor: However, such systems would still exhibit what may be considered a "reset voltage" for guarding purposes. For example, other embodiments utilizing RC networks do not have an equivalent of switch 118 (shown in FIG. IB) for active resetting of the associated filter capacitances. Such a system can instead allow the voltage on the associated filter capacitance to reach what may be considered a "reset voltage" for guarding purposes by allowing charge transfer to through a passive impedance for a sufficient amount of time. As another example, some embodiments using oscillators or dual-slope conversions utilize alternating "charging" and "discharging" charge transfer processes to reach upper and lower thresholds, and do not need to be reset at all; in such cases, either or both the upper or the lower threshold may be considered a "reset voltage" for guarding purposes. A third example includes sigma-delta processes for capacitance sensing where the output of the sigma delta quantizer is kept approximately at a feedback threshold, and this feedback threshold may be considered a "reset voltage" for guarding purposes. These are but a few examples of other systems that may not actively reset, or even truly reset, but which still exhibit what can be considered "reset voltages" for guarding purposes.
[0057] Similarly, pre-determined charging voltages may also change for a particular sensing system, but the system will still exhibit what can be considered a "pre-determined charging voltage" for guarding purposes. For example, embodiments using both "charging" and "discharging" cycles may have two or more pre-determined charging voltages producing opposing charge transfer. In these cases, the "charging" pre-determined charging voltage and the "discharging" pre-determined charging voltage can both be used to define the guard signal 103.
[0058] In various embodiments, the "threshold" voltage is replaced by an A/D measurement of the voltage on the filter capacitance (or representative of the voltage on the filter capacitance), or by any other voltage determination as appropriate. By tracking the number of charge transfer iterations and/or the resulting voltage on the filter capacitance(s) as appropriate for the sensing scheme chosen, the amount of charge transferred to the filter capacitance(s) from the measurable capacitance(s) can be determined. This amount of charge corresponds to the value of measurable capacitance(s). Again, alternate embodiments may make use of other charge transfer schemes, including any sort of sigma- delta processing whereby the filter capacitance 110 is charged via a measurable capacitance
and discharged by a "delta" charge through an impedance (not shown), or vice versa, and the like.
[0059] There are many options for guard signal 103 that would be effective, and four such options are shown in FIG. 2A by traces 204 (VQ0), 205 (VG1), 206 (V02), and 208 (V03). Trace 204 shows a "sensor matching" option. This "sensor matching" option can be used to match the voltage on a guarding electrode (e.g. 106) to the expected voltage on the measurable capacitance (e.g. voltage Vx 117A on sensing electrode 112A) during the applying the pre-determined voltage steps and the charge sharing steps of the charge transfer processes of sensors utilizing switched time constant techniques. Trace 205 shows another "sensor matching" option, which can be used to match the expected voltage on the measurable capacitance during the applying the pre-determined voltage steps and the charge sharing steps of the charge transfer process for systems utilizing switched capacitance techniques having small or negligible time constants. Trace 206 shows a "switched voltage divider" option that can be used to approximate the expected voltage on the measurable capacitance for each repetition of the charge transfer process. Trace 208 shows a "pulse coded modulation" signal that can be used to approximate the expected voltage on the measurable capacitance over multiple performances of the charge transfer process. As shown by trace 208, the effect of pulse coded modulation is that the guard voltage of guard signal 103 does not transition with every performance of the charge transfer process, but does still follow a pattern. ■■
[0060] It is understood that multiple types of charge transfer processes may be performed in synchrony or in series. Multiple similar charge transfer processes may be used, for example, to determine multiple measurable capacitances simultaneously or in sequence. Multiple similar charge transfer processes may also be used concurrently to obtain multiple determinations of the same measurable capacitance for a more accurate determination overall. Charge transfer processes that roughly oppose each other in effect may also be used to practice more complex measurement schemes. For example, a first charge transfer process may be used to charge a filter capacitance and a second charge transfer process may be used to discharge the same filter capacitance; one or more measurement(s) may be taken during the charge and discharge of the filter capacitance and used to determine the value of the measurable capacitance. Having such a charge up and charge down scheme may be useful in reducing the effects of environmental changes.
[0061] Multiple types of charge transfer processes (with associated guard voltages) can also be used to enhance the effects of guarding. For example, the pulse coded modulation can be considered to be a superimposition of multiple types of charge transfer processes (and associated guard voltages). The pulse coded modulation can thus be considered to repeat one, two, or more types of charge transfer processes (and associated guard voltages) in a particular sequence. These different types of charge transfer processes (and associated guard voltages) can apply the same predetermined voltage and use the same components, but may involve different guard signals. For example, a first charge transfer process (and associated guard voltages) can involve a first guard voltage and a second guard voltage different from the first guard voltage, while a second charge transfer process (and associated guard voltages) can involve a third guard voltage and a fourth guard voltage. In this example, the third guard voltage may be the same as the first guard voltage or the second guard voltage. Similarly, the fourth guard voltage may be the same as the first guard voltage or the second guard voltage. Further, the third guard voltage and the fourth guard voltage may be the same or different. The timing and values of the guard voltages would be determined by the average guard voltage swing appropriate for guarding the applicable sensing electrodes.
[0062] For the embodiment shown in FIGS. IB-C, the option shown in trace 204 (VG0) for guard signal 103 can track the voltage on the measurable capacitance to help prevent net charge from being gained or lost on the filter capacitance 110 due to guarded capacitance. Such a "sensor matching" guard signal shown by trace 204 exhibits voltages that resemble the voltages exhibited by an active sensing electrode (e.g. 112A-C) in a sensor using a "switched time constant" sensing technique such as described in FIGS. IB-C. . For example, the guard signal option shown by trace 204 can be configured to be roughly identical to the voltage expected for voltage Vx 117A of the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A shown in FIG 1C (such as by selecting the ratio of capacitance 408 to capacitance 404 in FIG. 4A to be similar to the ratio of the measurable capacitance associated with sensing electrode ll2A to the filter capacitance 110 of FIG. IB). The first guard voltage of guard signal 103 would approximate that of the charging pulses 201, while the second guard voltage of guard signal 103 would decay to a voltage similar to that on VF 115 with a time constant similar to or faster than that exhibited by Vx 117A. The second guard voltage of guard signal 103 also varies over executions of the charge transfer process, such that it has an overall rise that approximates the rise associated with Vx 117A during
those executions of the charge transfer process (and the rate of this change in the second guard voltage over executions of the charge transfer process can be considered to be another time constant of the system). A guard signal option shown by trace 204 can be generated using a circuit similar to that used by sensor 100 to perform the charge transfer process, or by others similar to other charge sensing circuitry. Circuits and methods for generating this "sensor matching" option by actuating switches to transfer charge onto the applicable guard capacitances are shown in FIGS. 3A-3C, 4A-C and discussed further below.
[0063] The option shown in trace 205 for guard signal 103 exhibits more discrete changes in guarding voltage and lacks the noticeable time-constant features during a single sharing period associated with the option shown in by 204. This "switched capacitance" option of trace 205 resembles that of a sensing system using a charge transfer process that actively switches to share the charge between an measurable capacitance and its associated filter capacitance instead of passively allowing charge to share through a passive impedance. The option shown in trace 205 applies a second guard voltage that remains relatively constant during a single sharing period but changes over sharing periods, as would be found in a sensor using a "switched capacitance" type technique for its charge transfer process. Circuits and methods for generating this "switched capacitance" option by actuating switches to transfer charge onto the applicable guard capacitances are shown in FIGS. 3 C, 4C and discussed further below.
[0064] These "sensor matching" options for guard signal 103 may be advantageous over options with "simpler" waveforms (such as those shown in traces 206 and 208) in that they can be used to reduce charge transferred to the filter capacitance(s) due to the guarding electrode for every execution of the charge transfer process, and not just the net charge transferred during the course of the executions of the charge transfer processes leading to the determination of the measurable capacitance. This is facilitated by the second guard voltage that changes over repetitions of the charge transfer process. However, any guard signal 103 can be effective if it minimizes the net transfer of charge from the guarding electrode 106 to the filter capacitance 110 occurring during' the execution of the set of charge transfer processes that eventually result in the measurement(s) of the voltage on filter capacitance 110 that is/are used to determine the measurable capacitance. This includes guard signal options that match a charge transfer process different from the one used by the sensor system, or ones that match no charge transfer process and simply swing between two or more substantially constant voltages (discussed below).
[0065] In many embodiments, it is often more practical to apply a guard signal 103 to guarding electrode 106 that does not minimize charge transferred from the guarding electrode 106 to the filter capacitance 110 during a single execution of the charge transfer process, but does minimize the net transfer of charge during the set of charge transfer processes that eventually result in measurement(s) of the voltage on filter capacitance 110 that are used to determine the applicable measurable capacitance. This can be done with a guard signal 103 that causes charge transfer in a first direction between guarding electrode 106 and filter capacitance 110 during one or more executions of the charge transfer process, and causes charge transfer in a second direction opposite the first direction during other execution(s) of the charge transfer process.
[0066] As shown by FIG 2B, charge transferred onto the measurable capacitance from the guarding electrode in sharing periods when the voltage on the measurable capacitance is less than the second guard voltage value 253 is effectively restored with charge transferred onto the measurable capacitance from the guarding electrode in sharing periods when the voltage on the measurable capacitance is greater than the second guard voltage value 253. FIG. 2B also shows a guard signal 103 that includes a first guard voltage 251 for the duration when the pre-determined voltage is applied to the measurable capacitance and a second guard voltage 253 for the duration when the measurable capacitances shares. In FIG. 2B, the charge transfer between the guarding electrode 106 and the measurable capacitance is shown with arrows 23 OA-G. Arrows 23 OA-C indicate periods when charge is transferred from the guarding electrode 106 to the measurable capacitance and arrow 203E-G indicate periods where charge is transferred to the guarding electrode 106 from the measurable capacitance. Negligible charge is transferred at arrow (which appears as a dot) 230D, since voltage 117 is substantially equivalent to the second guard voltage 253 during that sharing period. The particular voltage values VG_HIGH 251 and VG_LOW 253 may vary significantly from embodiment to embodiment. Using this approach, the net charge transferred to the filter capacitance due to effects of the guarded capacitance can be very small relative to the total charge on the electrode during the charge transfer process, such that it can be considered approximately zero. Balancing the charge transfers between the guarded capacitance and the filter capacitance 110 over a sequence of executions of charge transfer processes can be further extended beyond the examples discussed herein and such extensions are within the scope of this invention.
[0067] .For example, one option for guard signal 103 would swing between a first guard voltage . approximating the pre-determined voltage and a second guard voltage approximating the average voltage on filter capacitance 110. To determine the average voltage of filter capacitance 110, the voltage on filter capacitance 110 is averaged over the set of charge transfer process that leads up to and generates the measurements of the voltage on filter capacitance 110 used to determine the measurable capacitance. For a given set of values for the expected measurable capacitance, filter capacitance, pre-determined voltage, reset voltage, threshold voltage, and ignoring (or accounting for if the model allows) the effects of any passive impedances, well-known methods can be used to model the circuit and determine what average filter-capacitance-voltage would minimize the effect of any guarded capacitances and provide an effective second guarding voltage. This average filter- capacitance- voltage is taken over discrete points, and is roughly the mean of the voltage on filter capacitance 110 taken over the executions of the charge transfer process between the resetting of the filter capacitance 110 and the last measuring of the filter capacitance 110 used to determine the measurable capacitance. Oftentimes, the change in the voltage on filter capacitance 110 will be roughly linear, such that the average filter-capacitance-voltage will be approximately the midpoint between the reset voltage and the threshold voltage.
[0068] It is also noted that these capacitance sensors are sampled systems (either actually or effectively). For example, in the embodiment shown in FIGS. IB-C, the filtering capacitance 110 shares charge with the measurable capacitance only during discrete sharing periods when the pre-determined charging voltage is not applied. In addition, the voltage on the measurable capacitance also usually approaches the voltage 115 on filter capacitance 110 at the end of the charge sharing period. Therefore, it may be sufficient for the voltages of guard signal 103 applied to the guarding electrode 106 to match the voltage on the measurable capacitance only when the voltage on the measurable capacitance is "sampled" at the end of the charging period (when the applying of the pre-determined voltage terminates) and at the end of the charge sharing period. The end of the charge sharing period occurs when the applying of the pre-determined voltage begins in a switched time- constant system, such as the one shown in FIGS. IB-C; the end of the charge sharing period occurs when the measurable capacitance is decoupled from the filter capacitance or when the filter capacitance is decoupled from any reference voltage, such as in switched capacitance systems. In other words, if charge sharing occurs through a passive sharing system, technically charge is always being shared; however, for guarding purposes, the
charge sharing period may be considered to continue only until a subsequent applying of the pre-determined voltage (when charge sharing can be considered to- end for -guarding purposes). In contrast, if switching takes place to actively couple and allow sharing of charge by measurable and filter capacitances, the switching may be considered to define the end of the charge sharing period.
[0069] To that end, the options for guard signal 103 shown by traces 206 and 208 can be used. In the "switched voltage divider" option shown by trace 206, the actual guard signal 103 may alternate between a first guard voltage value 251 and a second guard voltage value 253 that approximates the "average" value of the voltage 115 on filter capacitance 110. Although this average- VF option has been termed the "switched voltage divider" option, no voltage divider is required; for example, first and second guard voltage values 251 and 253 can be achieved without any voltage dividers when they are power supply voltages, are voltages available through a DAC or another part of the sensor, or are produced using circuitry other than voltage dividers. The "switched voltage divider" term is used simply because a switched voltage divider circuit would likely be used in many embodiments of this type of guard signal. In the embodiment described in FIGS. IA-B, the first guard voltage value 251 can be equal to the pre-determined charging voltage and the second guard voltage value 253 may be approximately equal to the average of a threshold voltage (VTH) used to measure the filter capacitance and the reset voltage. Circuits and methods for generating this "switched voltage divider" are shown in FIGS. 3D-E, 4D-E and discussed further below.
[0070] The timing of the guard signal 103 is based upon the timing of the pulses 201 applied to measurable capacitance in that the guard signal 103 has the first guarding voltage value 251 while the charging pulses 201 are applied to the measurable capacitance, and the guard signal 103 has the second guarding voltage value 253 during the charge sharing periods between pulses 201. This timing may be useful in that the guard signal 103 can be driven by existing clocks in the system. However, in practice, the guard signal 103 can be as effective even if it only begins applying the first guarding voltage value 251 sometime after the associated charging pulse 201 begins, as long as the first guarding voltage value begins to be applied before the end of the associated charging pulse 201. Similarly, the guard signal 103 can be as effective even if it does not apply second guarding voltage value 253 for the entire sharing period, as long as it begins to apply this second guarding voltage value 253 before the end of the charge sharing period. The timing of the guard signal 206
may not be exactly matched to the charging pulses 201 for many reasons. For example, imprecise timing may cause the guard signal 103 to start changing to a second guarding, voltage before charge sharing between the measurable capacitance and the filter capacitance begins, such that the guarding is less effective; to reduce the effects of such imprecise timing, it may be desirable to extend portions of the guard signal 103.
[0071] Trace 208 shows an alternate embodiment for guard signal 103 which can be achieved with fewer components. For example, a single I/O with no additional components can be used to generate trace 208, as shown in FIG. 4F. With the option shown in trace 208, instead of applying a first guard voltage value 251 for each of the charging pulses 201, one or more changes of the guard signal 103 to second guard voltage value 253 can be omitted to adjust the average swing of the guard voltage applied and minimize the net charge transferred by the guarded capacitance to the filter capacitance (e.g. 110). That is, by extending the duration of application of one guard voltage value (such as the second guard voltage value 253 in trace 208) instead of transitioning to the other guard voltage value (such as to the first guard voltage value 251), the average guard voltage swing applied to guarding electrode 106 can be modified in a manner similar to pulse-coded modulation (also "pulse-frequency modulation"). That is, by applying less frequent charging pulses (e.g. extending voltage 251 and/or voltage 253) and having fewer transitions, the average swing of guard voltage 103 on guarding electrode 106 is reduced, as compared to when more frequent charging pulses are applied. Notice that the average guard voltage swing can remain ratiometric to the pre-determined charging voltage swing over multiple cycles, so as to maintain high performance by improving power supply noise rejection. Circuits and methods for generating this "pulse-coded modulation" option are shown in FIGS. 3D-E, 4D- E and discussed further below.
[0072] Many changes can be made to the basic structures and operations shown in FIGS. IB-C. The timing scheme 150 shown in FIG. 1C assumes a "positive" transfer of charge from the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A to filter capacitance 110, for example, whereas equivalent embodiments could be based upon sharing of charge in the opposite direction (that is, positive charge could be placed on filter capacitance 110 that is drawn through impedance 108 to the measurable capacitance associated with sensing electrode 112A, then discharged by pulses 201 provided by switch(es) 114). Alternatively, the threshold-based sensing scheme shown in FIG. 1C could be replaced with any sort of measurement scheme, including any technique based upon
measurement of the voltage 115 VF on filter capacitance 110 after a pre-determined number ■of executions of the charge transfer process. Further, pulses 201 used to charge or discharge - the measurable capacitance need not be equally spaced in time or be of equal duration. Indeed, in many embodiments, controller 102 could process interrupts or other distractions at virtually any point of the measurement process, since variations in timing are easily tolerated by many of the embodiments shown herein. This is especially true when the sampling time exceeds the time constants for settling. Alternately, intentionally varying the spacing in time of pulses 201 may spread the sampling spectrum to better tolerate noise.
[0073] Many changes can be made to the basic structures and operations shown in FIGS. 2A-B. The timing scheme 200 shown in FIG. 2A shows the first guard voltage is roughly constant and the second guard voltage as the one changing if such change were to occur. However, since the guard voltage "swing" (difference between the first and second guard voltage aside from transition periods) matters more than the actual guard voltage values, the guard signal 103 can also be implemented with the first guard voltage changing instead of the second guard voltage, or both first and second guard voltages changing. Similarly, as discussed earlier, the timing for the guard voltage changes have great flexibility.
[0074] Turning now to FIGS. 3A-E, various embodiments (circuits 104 A-E) of a guard voltage generating circuit 104 are shown. Circuit 104 can include any number of impedances and switches and utilize any number of reference sources as appropriate. For example, each of the impedances shown in FIGS. 3A-D can. represent the impedance due to a single component or network of components. Active components in addition to switches, such as multiplexers, DACs, current sources, or OP-AMPS, can also be included in guard voltage generating circuit 104, but are not required and not used in most embodiments. In addition, the switches of guard voltage generating circuit 104 can be any discrete switch or relay, for example, or could correspond to any switching or multiplexing functionality contained within controller 102 described above. Switches used by voltage generating circuit 104 could be implemented as switch(es) 114 using an I/O pin of controller 102. The output of one LO can sometimes provide multiple switches; for example, a digital I/O capable of providing power supply voltages and a high impedance state may be used to provide the functionality of one multi-way switch, or two switches, coupled to one node. Digital I/Os may also provide pull-up resistances, or pull-down resistances or current sources.
[0075] If any of the switches are enabled with an I/O capable of providing switching and measuring functionality, then the sensing system would have the added option of reading the guard signal 103. This would allow the system to adjust the guard signal 103 dynamically in response to what voltages it reads as provided to guard signal 103 (such as by changing the pulse coding if a pulse coded scheme is available).
[0076] Impedances of circuit 104 can be any conventional resistances, inductances, capacitances and/or other impedance elements. Thus, the voltage across an impedance in circuit 104 may be affected by prior history of the nodes connected to the impedance. This "prior history" effect may be especially significant for capacitive and inductive elements, and this effect can be controlled to define the guard signal 103. Any reference sources providing references such as reference voltage can be internal or external to controller 102. Convenient references can be used. For example, a reference voltage may be provided by a power supply voltage (Vdd, GND, -Vdd) or battery voltage, and the like, and the actual reference voltage used may be directly from the source or some version of these voltages adjusted by impedances. In the examples shown in FIGS. 3A-E, one reference voltage is shown as reference voltage 301 and a second reference voltage is shown as local system ground for convenience of explanation; as discussed earlier, other reference voltage values can be readily used by guard signal generating circuit 104.
[0077] FIG. 3 A shows a configuration of a guard voltage generating circuit 104A including a passive guarding network comprising three impedances 304, 306, 308. The three impedances 304, 306, 306 are located in series between a reference voltage 301 and ground. Switch 302 is located in parallel with impedance 304 and switch 303 is located in parallel with impedance 308. (As discussed earlier, switches 302 and 303 can be implemented as switches 114 of FIG. 1 as appropriate) In the embodiment shown in FIG. 3 A, guard signal 103 can be provided by appropriately switching switches 302, 303. When switch 302 is closed and switch 303 is open, the voltage of guard signal 103 is determined by the reference voltage 301 and the voltages across impedances 306 and 308. This voltage of guard signal 103 could correspond to a reset voltage of a charge transfer process that is being guarded. When both switches 302 and 303 are open, the voltage of guard signal 103 s determined by the reference voltage 301 and the voltages across impedances 304, 306, and 308. This voltage of guard signal 103 could correspond to the voltage on a filter capacitance in a charge transfer process that is being guarded. When switch 302 is open and switch 303 is closed, the voltage of guard signal 103 is driven to GND. This voltage of
guard signal 103 could correspond to a pre-determined charging voltage of a charge transfer process that is being guarded. With proper choice of impedances 304, 306, 308, a configuration such as circuit 104A allows a guard voltage generating circuit that emulates the voltages associated with charge transfer processes utilizing a "switched time constant" technique, such as in FIGS IB-C. For example, the impedance 304 could be configured to correspond with a filter capacitance formed from a network of components, and impedance 304 could be coupled to more than one voltage to accurately correspond to that of the matched filter capacitance. Note that a variety of reset voltages and charging voltages may be guarded though they may require different switching sequences or references voltages (e.g. Vdd and ground).
[0078] For the embodiment shown in FIG. 3A, when switch 302 is open and switch 303 is open, impedances 304, 306, and 308 form an impedance divider with "common nodes" where impedance 306 connects to impedance 308 and where impedance 304 connects to impedance 306. When switch 302 is closed and switch 303 is open, impedances 306 and 308 form a different impedance divider with a common node where impedance 306 connects to impedance 308.
[0079] An impedance divider is composed of at least two passive impedances in series, where each passive impedance is coupled to at least two nodes. One of these nodes is common to both impedances ("a common node" to which both impedances connect.) The common node serves as the output of the impedance divider. The output of the impedance divider is a function of the voltages and/or currents applied at the "unshared" nodes (the nodes of the two impedances that are not the common node) over time. A simple example of an impedance divider is a voltage divider composed of two capacitances or two resistances. More complex impedance dividers may have unmatched capacitances, resistances, or inductances in series or in parallel. One impedance may also have any combination of capacitive, resistive, and inductive characteristics.
[0080] In the exemplary embodiment of guard voltage generating circuit 104B shown in FIG. 3B, the passive guarding network is comprised of impedance 314. For circuit 104B, guard signal 103 is suitably switched by switch 312 between reference voltage 301 when switch 312 is closed; this voltage of guard signal 103 could correspond to a pre-determined charging voltage. Guard signal 103 suitably switches to a second voltage defined by the voltage across impedance 314 when switch 312 is open; this voltage of guard signal 103
could correspond to the voltage on a filter capacitance. Switch 313 could be closed to remove charge from impedance 314; this voltage of guard signal 103 can correspond to a reset voltage. With proper choice of impedance 314, a configuration as circuit 104B allows a guard voltage generating circuit that emulates the voltages associated with a charge transfer processes utilizing a sigma-delta version of the "switched time constant" technique.
[0081] FIG. 3 C shows another embodiment of the guard voltage generating circuit 104C that includes a passive guarding network comprised of two impedances 324, 326 in series. Circuit 104C is driven by three switches 322, 323, and 325. When switch 322 is closed and switches 323 and 325 are open, the guard signal 103 is the reference voltage 301; this voltage of guard signal 103 could correspond to a pre-determined charging voltage. When switches 322 and 323 are open, and switch 325 is closed, the guard signal 103 is determined by the reference voltage 301 and the voltage across impedances 324, 326; this voltage of guard signal 103 could correspond to the voltage on a filter capacitance. When switch 323 and 325 are closed and switch 322 is open, the guard signal 103 is GND and the charge on impedance 326 is removed; this voltage of guard signal 103 could correspond to a reset voltage. When switches 322 and 323 are open and switch 325 is closed, the impedances 324 and 326 form an impedance divider with a common node at the guard signal 103 output. With proper choice of impedances 324 and 326, a configuration such as circuit 104C allows a guard voltage generating circuit that emulates the voltages associated with charge transfer processes utilizing a "switched capacitance" technique.
[0082] FIG. 3D shows an embodiment of the guard voltage generating circuit 104D with a passive guarding network comprising two impedances 334 and 336 located in series with the reference voltage 301 and a switch 332 to ground (GND). In circuit 104D, guard signal 103 is suitably switched using switch 332. When switch 332 is open, the guard signal 103 is determined by reference voltage 301 and the voltage across impedance 334; this voltage of guard signal 103 could correspond to a pre-determined voltage. When switch 332 is closed, the guard signal 103 is determined by reference voltage 301 and the voltages across impedances 334 and 336; this voltage of guard signal 103 could correspond to an average voltage on a filter capacitance. When switch 332 is closed, the impedances 334 and 336 form an impedance divider that appropriately divides the reference voltage 301 as determined by the type and value of impedance components chosen. That is, impedances 334 and 336 suitably function as a "pull-up" component when switch 332 is open, and impedances 334 and 336 function as an impedance divider when switch 302 is closed. In
the simple case where resistors are used for impedances 334 and 336, the impedance divider is a conventional voltage divider and- the- guard signal 103 when switch 332 closed is proportional to reference voltage 301 via the ratio of the resistance of impedance 336 to the sum of the resistances of impedances 334 and 336. With proper choice of impedances 324 and 326, a configuration as circuit 104D allows a guard voltage generating circuit 104 for "switched voltage divider" type of guard signal 103. The output of circuit 104D can be further adapted, such as modulated in frequency, to produce a "pulse coded modulation" type of waveform for guard signal 103.
[0083] FIG 3 E shows another embodiment of guard signal generating circuit 104E that includes a two switches 342 and 343 coupled to reference voltage 301 and ground, respectively, and no discrete impedances. In the embodiment of 104E, the passive guarding network can thus comprise a simple wire. In circuit 104E, the guard signal suitably switches between reference voltage 301 when switch 342 is closed and switch 343 is open, and ground when switch 342 is open and switch 343 is closed. The configuration of circuit 104E allows a guard voltage generating circuit 104 to provide a degenerate "switched voltage divider" type of guard signal 103 (where there is no voltage divider and the guard signal switches between undivided reference voltage 301 and ground). The configuration of circuit 104E is especially useful for a "pulse coded modulation" type of waveform for guard signal 103, where the guard signal 103 does not change in voltage in step with all repetitions of the charge transfer process used to detect stimulus 101.
[0084] The embodiments of guard voltage generating circuit 104 shown in FIGS. 3A-3E are but five examples of the various alternatives that can be used to determine Hie guard signal 103. Many other options for providing guard signal 103 using switches with and without passive guarding networks comprised of impedances in series and/or parallel and are contemplated here. These alternatives may be quite similar to those shown in FIGS. 3A- 3E. For example, an additional impedance could couple impedance 306 to another reference voltage in parallel with impedance 304 for circuit 104 A. As another example, impedance 314 of circuit 104B can be in parallel with switch 312 instead of switch 313. As a third example, switch 325 of circuit 104C can couple impedance 324 to reference voltage 301 instead of couple impedance 326 to ground. As a further example, switch 332 of 104D can be coupled between impedance 334 and reference voltage 301 instead of between impedance 336 and ground. Other alternatives may differ more drastically, and involve impedances and switches in other configurations.
[0085] Turning to FIGS. 4A-E5 examples with more detail of guard voltage generating circuits 104 are shown in conjunction with a controller such as the controller 102 of FIG: IB. The exemplary circuit 104F shown in FIG. 4A5 is an embodiment of the circuit 104 A shown in FIG. 3 A where impedance 304 is implemented as a capacitance 404, impedance 306 is implemented as resistance 406, and impedance 308 is implemented as capacitance 408 and where switch 302 has been implemented using I/O 402 and switch 303 has been implemented using I/O 403. The configuration of circuit 104F is quite similar to that of the circuitry used to practice the charge transfer process of sensor 100 (FIG. IA). Capacitance 408 is analogous to a measurable capacitance, resistance 406 is analogous to a passive impedance (e.g. 108A-C), and capacitance 404 is analogous to the filter capacitance 110. Switch 302 as implemented using I/O 402 is analogous to switch 118, and switch 303 as implemented using I/O 403 is analogous to switches 116A-C implemented using I/O 119 (FIG. IB). I/O 403 itself is analogous to I/O 119 (FIG. IB). The circuit 104F can thus be driven in a way to match the charge transfer process such that the guard signal 103 would roughly match the voltage 117 of a charge transfer sensing process as shown in FIGS. IB-C5 and minimize charge transfer from the guarding electrode 106 to the filter capacitance 110 at all points of the charge transfer processes used for sensing. Even if a guard signal 103 that differs from voltage 117 is generated using circuit 104F5 it can still be quite effective if it minimizes overall charge transferred between the guarding electrode 106 and the filter capacitance 110 for the set of charge transfer processes that results in the measurements used to determine the value of measurable capacitance.
[0086] The example circuit 104G shown in FIG. 4B is an embodiment of the circuit 104B of FIG. 3B. Both switches 312 and 313 have been implemented using a single I/O 412, and the impedance 314 has been implemented as a network having a resistance 414 and capacitance 415. The example circuit 104G can be driven using something similar to a "one I/O sigrna delta" type "switched time constant" methodology. In such a methodology, switch 313 of I/O 412 is opened (if it is not already open) and switch 312 of I/O 412 is closed to apply the reference voltage 301 (which is the pre-determined voltage), and then switch 312 of I/O 412 is opened to allow charge to share between any guarded capacitances in the system and capacitance 415. When switch 312 of I/O 412 is closed, the capacitance 415 is charged through impedance 414. Closing switch 313 of I/O 412 discharges capacitance 415 through impedance 414. The voltage on capacitance 415 can be measured using I/O 412, and this voltage can be reduced as necessary by closing switch 313 of I/O
412 when the pre-determined voltage is applied to the measurable capacitance (so as not to directly affect the guarded capacitance charge transfer). In this way, the voltage on- capacitance 415 can be controlled to the second guarding voltage. This cycle of first opening switch 313 and closing switch 312 of I/O 412, and then opening switch 312 and closing switch 313 of I/O 412 can be repeated in synchrony with the charge transfer process used to detect proximity and measure the measurable capacitance. The circuit 104G can thus be driven in a way to generate a guard signal 103 that roughly matches the voltages of the measurable capacitance in a charge transfer process such as the one shown in FIGS. IA- B. Circuit 104G can also be driven in a way to generate a guard signal 103 that closely matches the voltages of the measurable capacitance in a single I/O sigma-delta charge transfer process.
[0087] The example circuit 104H shown in FIG. 4C is an embodiment of the circuit 104C of FIG. 3 C. Switches 322 and 323 have been implemented using I/O 422, and switch 325 has been implemented using I/O 425. Impedance 324 has been implemented as capacitance 424, and impedance 326 has been implemented as capacitance 426. The example circuit 104H is analogous to a "switched capacitance" circuit where capacitance 424 (which is a fixed capacitance) is analogous to the measurable capacitance and capacitance 426 is analogous to the filter capacitance. Example circuit 104H can be driven using something similar to a "switched capacitance" methodology. In such a methodology, switch 322 of FO 422 is closed and switch 323 of I/O 422 is opened to apply the reference voltage 301 (which is the pre-determined voltage in the embodiment shown in FIG. 4C) to capacitance 424. Then, switch 322 of I/O 422 is opened and switch 325 of I/O 425 is closed to allow charge to share between capacitances 424 and 426. This cycle of first closing switch 322 of I/O 422 and then opening switch 322 of I/O 422 and closing switch 325 of I/O 425 can be repeated synchronous with the charge transfer process used to detect proximity and measure the measurable capacitance. After the appropriate number of cycles (such as to when the number of executions of the charge transfer process used to generate the results used to determine the measurable capacitance have been performed), switch 323 of I/O 422 and switch 325 of I/O 425 can close to reset the charge on capacitance 426. The circuit 104G can thus be driven in a way to generate a guard signal 103 that has a first guard voltage that is the pre-determined voltage and a second guard voltage that is substantially constant within an execution of the charge transfer process but that rises from the reset voltage with ' each subsequent execution of the charge transfer process before reset. This guard signal 103
would then approximate the voltages of the measurable capacitance in a charge transfer process if the ratio of the fixed capacitance 424 to capacitance 426 is comparable to the ratio of the measurable capacitance to the filter capacitance.
[0088] The example guard signal generating circuit 1041 shown in FIG. 4D is an embodiment of the circuit 104D shown in FIG. 3D. Impedance 334 has been implemented using resistance 434, impedance 336 has been implemented using resistance 436, and switch 332 has been implemented using I/O 432. When switch 332 of I/O 432 is open, the guard signal 103 approaches the reference voltage 301. When switch 332 of I/O 432 is closed, the guard signal 103 is set to a voltage that is proportional to the reference voltage 301 by the ratio of resistance 436 to the sum of resistances 434 and 436. With the circuit 1041 embodiment, a guard signal 103 can be used to approximate the average swing of voltage associated with the measurable capacitance. For example, for the sensor 100 of FIG. IB, the first guard voltage can be applied by opening switch 332 of I/O 432 and applying reference voltage 301 (which can be the pre-determined voltage, for example). Then, the second guard voltage can be applied by closing switch 332 of I/O 432 and applying a fraction of reference voltage 301 (which can be halfway between the applicable threshold voltage and the reset voltage, for example). With the proper timing of the first and second guard voltages defining when and how long they are applied relative to each other and the steps of the charge transfer process used for sensing, and with the proper selection of resistance and reference voltage values, mis guard signal 103 can then exhibit a voltage swing that would then approximate the average voltage swing of the applicable measurable capacitance in the charge transfer executions and provide effective guarding.
[0089] The signal 103 of circuit 1041 can be further adapted with pulse coded modulation of the switching of switch 332. By changing the frequency of the switching and thus the transition between the guard voltages, a different actual guard voltage swing can be generated. Pulse coded modulation can actually be applied to any circuit 104 when control of the frequency of transition is available. However, in cases where the guard signal 103 already approximates the actual voltage 117 exhibited by the measurable capacitance or its average, pulse coding may offer little or no advantage.
[0090] The example guard signal generating circuit 104 J shown in FIG. 4E is an embodiment of the circuit 104E shown in FIG. 3E. The I/O 442 can be directly connected to the guarding electrode(s), such that there is negligible impedance. Switches 344 and 346
of circuit 104E have been implemented using a single I/O 442. When switch 342 of I/O 442 is closed and switch 343 of I/O 442 is open, the guard -signal 103 is set to the logic "high" reference voltage 301 (e.g. Vdd if I/O 442 is a conventional digital I/O). When switch 342 of I/O 442 is open and switch 343 of I/O 442 is closed, the guard signal 103 is set to logic "low" reference voltage (e.g. ground). With the circuit 104J embodiment, since the reference voltage and ground may be set by the limitations of controller 102, it is likely more difficult to generate a guard signal 103 with a swing for each charge transfer process. Therefore, the circuit 104 J may be very amenable to pulse coded modulation. With the proper ratio of transitions between the first and second guard voltages (which can be the predetermined voltage and ground, respectively), an average guard voltage swing can' be generated for guard signal 103 that approximates the average voltage swing exhibited by the measurable capacitance. For example, if the guard signal 103 transitions between the first and second guard voltages three times for every five executions of the charge transfer process for detecting proximity, the average guard voltage swing is three-fifth of the voltage swing between one transition of the first and second guard voltages.
[0091] As discussed earlier, in all of the examples 4A-4E where the switching is generated using a component that also haS measurement capabilities, such as using a digital I/O of a controller, the I/O can also be used to measure the voltage of guard signal 103 as to adjust the guard signal 103 as necessary. The adjustment may take place for the current set of executions of charge transfer processes used to generate the measurement(s) for determining the measurable capacitance, or may take place for the next set of charge transfer processes.
[0092] As noted above, many of the embodiments described herein may be readily implemented using commercially-available components such as conventional integrated circuits and any combination of discrete resistors and/or capacitors. Because of this simplicity, many different types of sensors 100 can be created that share or do not share various components and/or switches. For example, the measurable capacitances associated with the sensing electrodes 112A-C in FIG. IB are coupled to a common filter capacitance 110, but in practice each channel could be coupled to its own filter capacitance 110. Similarly, one or more passive impedances 108A-C and/or any number of switches (e.g. 114, 116A-C, 118) and I/Os (e.g. I/O 119) could be shared between sensing channels in alternate embodiments. This sharing may be exploited across many additional channels to create sensors capable of efficiently sensing numerous measurable capacitances with a
single controller 102. This sharing can reduce cost and size of the overall sensor 100 significantly.
[0093] By implementing multiple sensing channels on a common controller 102, a number of efficiencies can be realized. Frequently, sensing electrodes and/or guarding electrode(s) can be readily formed on a standard printed circuit board (PCB), so duplication of these elements is relatively inexpensive in a manufacturing sense. In a case where the measurable capacitances are expected to be relatively small, then filter capacitance 110 may also be manufacturable in a PCB. In addition, none or one or more resistances, capacitances, and inductances may be formed on a PCB to provide impedances used in the guard voltage generating circuit 104, such as capacitance 404 and resistance 406 of circuit 104F. As a result, many of the various features described above can be readily implemented using conventional manufacturing techniques and structures. However, in some cases, components such as filter caρacitance(s) and/or passive impedance(s) and other impedances may be large enough or require tight enough tolerances to warrant discrete components in many embodiments. In those cases, these components (e.g. filter capacitance 110) may be implemented with one or more discrete capacitors, resistors, inductors, and/or other discrete components.
[0094] Moreover, the total number of signal pins (e.g. those of ADCs and I/Os) required and the number of components can be even further reduced through use of time, frequency, encoding or other multiplexing technique.
[0095] Arranging the sensing electrodes 112A-B in any number of patterns also allows for many diverse types of sensor layouts (including multi-dimensional layouts found in touchpads capable of sensing in one, two or more-dimensions) to be formulated. Alternatively, multiple "button"-type touch sensors and combinations of button-type and touchpad-type input devices can be readily formed from the various channels, or any number of other sensor layouts could be created.
[0096] As stated above, the devices and methods for determhiing capacitance are particularly applicable for use in proximity sensor devices. Turning now to FIG. 5, a block diagram is illustrated of an exemplary electronic system 10 that is coupled to a proximity sensor device 11. Electronic system 10 is meant to represent any type of personal computer, portable computer, workstation, personal digital assistant, video- game player,
communication device (including wireless phones and messaging devices), media device, including recorders and players (including televisions, cable boxes, music players, and video players) or other device capable of accepting input from a user and of processing information. Accordingly, the various embodiments of system 10 may include any type of processor, memory or display. Additionally, the elements of system 10 may communicate via a bus, network or other wired or wireless interconnection. The proximity sensor device 11 can be connected to the system 10 through any type of interface or connection, including I2C, SPI, PS/2, Universal Serial Bus (USB), Bluetooth, RP, IRDA, or any other type of wired or wireless connection to list several non-limiting examples.
[0097] Proximity sensor device 11 includes a controller 19 and a sensing region 18. Proximity sensor device 11 is sensitive to the position of a stylus 114, finger and/or other input object within the sensing region 18 by measuring the resulting capacitance. "Sensing region" 18 as used herein is intended to broadly encompass any space above, around, in and/or near the proximity sensor device 11 wherein the sensor is able to detect a position of the object. In a conventional embodiment, sensing region 18 extends from the surface of the sensor in one or more directions for a distance into space until signal-to-noise ratios prevent object detection. This distance may be on the order of less than a millimeter, millimeters, centimeters, or more, and may vary significantly with the size of sensing electrodes, type of position sensing technology used, and the accuracy desired. Accordingly, the planarity, size, shape and exact locations of the particular sensing regions 18 will vary widely from embodiment to embodiment.
[0098] In operation, proximity sensor device 11 suitably detects a position of stylus 14 by measuring the measurable capacitance associated with the plurality of electrodes and finger or other input object within sensing region 18, and using controller 9, provides electrical or electronic indicia of the position to the electronic system 10. The system 10 appropriately processes the indicia to accept inputs from the user, to move a cursor or other object on a display, or for any other purpose.
[0099] In a common implementation of a touch sensor device a voltage is typically applied to create an electric field across a sensing surface. A capacitive proximity sensor device 11 would then detect the position of an object by detecting changes in capacitance caused by the changes in the electric field due to the object. For example, the sensor of proximity sensor device 11 can use arrays of capacitive sensing electrodes to support any
number of sensing regions. As another example, the sensor can use capacitive sensing technology in combination with resistive sensing technology to support the same sensing region or different sensing regions. Depending on sensing technique used for detecting object motion, the size and shape of the sensing region, the desired performance, the expected operating conditions, and the like, proximity sensor device 11 can be implemented with a variety of different ways. The sensing technology can also vary in the type of information provided, such as to provide "one-dimensional" position information (e.g. along a sensing region) as a scalar, "two-dimensional" position information (e.g. horizontal/vertical axes, angular/radial, or any other axes that span the two dimensions) as a combination of values, and the like.
[00100] The controller 19, sometimes referred to as a proximity sensor processor or touch sensor controller, is coupled to the sensor and the electronic system 10. In general, the controller 19 measures the capacitance using any of the various techniques described above, and communicates with the electronic system. The controller 19 can perform a variety of additional processes on the signals received from the sensor to implement the proximity sensor device 11. For example, the controller 19 can select or connect individual sensing electrodes, detect presence/proximity, calculate position or motion information, and report a position or motion when a threshold is reached, and/or interpret and wait for a valid tap/stroke/character/button/gesture sequence before reporting it to the electronic system 10, or indicating it to the user. The controller 19 can also determine when certain types or combinations of object motions occur proximate the sensor.
[00101] In this specification, the term "controller" is defined to include one or more processing elements that are adapted to perform the recited operations. Thus, the controller 19 can comprise all or part of one or more integrated circuits, firmware code, and/or software code that receive electrical signals from the sensor, measure capacitance of the electrodes on the sensor, and communicate with the electronic system 10. In some embodiments, the elements that comprise the controller 19 would be located with or near the sensor. In other embodiments, some elements of the controller 19 would be with the sensor and other elements of the controller 19 would reside on or near the electronic system 100. In this embodiment minimal processing could be performed near the sensor, with the majority of the processing performed on the electronic system 10.
[00102] Again, as the term is used in this application, the term "electronic system" broadly refers to any type of device that communicates with proximity sensor device 11. The electronic system 10 could thus comprise any type of device or devices in which a touch sensor device can be implemented in or coupled to. The proximity sensor device could be implemented as part of the electronic system 10, or coupled to the electronic system using any suitable technique. As non-limiting examples the electronic system 10 could thus comprise any type of computing device, media player, communication device, or another input device (such as another touch sensor device or keypad). In some cases the electronic system 10 is itself a peripheral to a larger system. For example, the electronic system 10 could be a data input or output device, such as a remote control or display device, that communicates with a computer or media system (e.g., remote control for television) using a suitable wired or wireless technique. It should also be noted that the various elements (processor, memory, etc.) of the electronic system 10 could be implemented as part of an overall system, as part of the touch sensor device, or as a combination thereof. Additionally, the electronic system 10 could be a host or a slave to the proximity sensor device 11.
[00103] It should be noted that although the various embodiments described herein are referred to as "proximity sensor devices", "touch sensor devices", "proximity sensors", or "touch pads", these terms as used herein are intended to encompass not only conventional proximity sensor devices, but also a broad range of equivalent devices that are capable of detecting the position of a one or more fingers, pointers, styli and/or other objects. Such devices may include, without limitation, touch screens, touch pads, touch tablets, biometric authentication devices, handwriting or character recognition devices, and the like. Similarly, the terms "position" or "object position" as used herein are intended to broadly encompass absolute and relative positional information, and also other types of spatial- domain information such as velocity, acceleration, and the like, including measurement of motion in one or more directions. Various forms of positional information may also include time history components, as in the case of gesture recognition and the like. Accordingly, proximity sensor devices can appropriately detect more than the mere presence or absence of an object and may encompass a broad range of equivalents.
[00104] It should also be understood that while the embodiments of the invention are described herein the context of a fully functioning proximity sensor device, the mechanisms of the present invention are capable of being distributed as a program product in a variety of forms. For example, the mechanisms of the present invention can be implemented and distributed as a proximity sensor program on a computer-readable signal bearing media. Additionally, the- embodiments of the present invention apply equally regardless of the particular type of signal bearing media used to carry out the distribution. Examples of signal bearing media include: recordable media such as memory cards, optical and magnetic disks, hard drives, and transmission media such as digital and analog communication links.
[00105] Various other modifications and enhancements may be performed on the structures and techniques set forth herein without departing from their basic teachings. Accordingly, there are provided numerous systems, devices and processes for detecting and/or quantifying one or more measurable capacitances. While at least one exemplary embodiment has been presented in the foregoing detailed description, it should be appreciated that a vast number of variations exist. The various steps of the techniques described herein, for example, may be practiced in any temporal order, and are not limited to the order presented and/or claimed herein. It should also be appreciated that the exemplary embodiments described herein are only examples, and are not intended to limit the scope, applicability, or configuration of the invention in any way. Various changes can therefore be made in the function and arrangement of elements without departing from the scope of the invention as set forth in the appended claims and the legal equivalents thereof.
「特表2009-508086およびWO2006133084より引用」
