相互変調プロダクト相殺回路

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線周波数増幅器を含む増幅器における相互変調ひずみを検出し相殺する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
（関連技術の説明）
本発明は、電気回路における歪みの低減に関する。より詳しくは、本発明は、増幅器に特に適した歪み低減回路に関する。
【０００３】
セルラー及びマイクロ波通信システムのような無線周波数（ＲＦ）システムは、通常、入力信号がＲＦ電力増幅器に供給されることを要求する。残念なことに、全ての増幅器は、ある電力レベルにおいて入力信号を歪ませ、一般的に、望ましくない歪みプロダクト、スプリアスプロダクト、ノイズ摂動及び相互変調（ＩＭ）プロダクトを増幅器出力に含む原因となる傾向にある。簡単のために、これらを総称してＩＭプロダクトと呼ぶ。これらＩＭプロダクトは、増幅器の周波数範囲に渡って、望ましくない障害の原因となり得る。殆どの増幅器が、該増幅器の信号経路に何らかの形態の修正機能を組み込まなければならないのは、これらのためである。
【０００４】
ＩＭプロダクトを低減するための１つの従来の方法は、スペクトル解析手法を使用する。この手法は、候補であるＩＭプロダクトの周波数に同調された受信機を使用して増幅器の出力をスキャンすることを含む。ＩＭプロダクトが測定され、そのＩＭプロダクトを最小化するためにリニアライザが手動で調整される。この手順は、各々のＩＭプロダクトが予め決定された許容レベル未満の強度になるまで繰り返される。マイヤー(Myer)に発行された米国特許第４，５８０，１０５号に記載されているように、同様の手法においては、出力信号の一部が取り出され、位相及び振幅が調整された入力信号と混合される。この信号の混合は、位相及び振幅が調整されるべき歪み成分を分離する。この分離歪み成分は、歪み成分を消去するために、カプラーによって出力信号に戻されて加算される。残念なことに、このフィードフォワード技法の使用が有効である歪み減少量は、ゲイン及び位相の調節の精度によって制限される。
【０００５】
また、幾つかの基本的フィードフォワード技法において認識されている、サンプル数における問題がある。これらのシステムにおけるサンプルは、位相検出回路が相関信号を検出するときにのみ有効である。そのためエラー信号の分解能が悪く、対応するスパーを相殺するために使用されるのはこのエラー信号である。
【０００６】
さらに、多くのセルラー通信基地局は、基地局のコンポーネントの重大な直線性の問題のため、１００％の能力で機能していないように思われる。また、セルラー通信の拡張に伴う能力拡大の必要性により、ＲＦ装置の伝送規格に対する要求を、現在のほとんどの増幅器回路の構造が合致するには厳し過ぎるようになるように強制している。さらに、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）変調及び符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調にはいずれも、現在利用可能な高効率ＲＦ電力増幅器では通常得ることができない、より優れた直線性及びＩＭプロダクトの無いことを要求する。従って、ＩＭプロダクトを除去するための現在の修正技法は、発展を続ける通信システムのためには許容できないことは明らかである。
【０００７】
従って、電力増幅器などの電子回路においてＩＭプロダクトを低減する相殺回路が必要である。
【０００８】
また、前記ＩＭ相殺回路は、その製造費用が安く、かつ、極めて信頼性の高いものであれば、多いに有利であろう。
【０００９】
さらに、前記ＩＭ相殺回路がコンパクトかつ軽量構造で提供される場合、極めて有利であろう。

INTERMODULATION PRODUCT CANCELLATION CIRCUIT Background of the invention Field of the Invention The invention relates to techniques for detecting and canceling intermodulation distortion in amplifiers, including radio frequency amplifiers.

Description of the Related Art The present invention relates to the reduction of distortion in electrical circuitry. More particularly, the present invention relates to distortion reduction circuitry particularly suitable for amplifiers.

Radio frequency (RF) systems, such as cellular and microwave communication systems, typically require input signals to be fed into an RF power amplifier. Unfortunately, all amplifiers tend to distort the input signal at some power level and to generally cause the amplifier output to contain undesirable distortion products, spurious products, noise perturbations and intermodulation (IM) products. For purposes of simplicity, these will collectively be referred to as IM products. These IM products can cause undesirable interference over the amplifier frequency range. It is for these reasons that most amplifiers must incorporate some form of correction mechanism into the signal flow path through the amplifier.

One conventional method for reducing IM products uses a spectral analysis approach. This approach involves scanning the output of the amplifier using a receiver tuned to the frequency of candidate IM products.

The IM level is measured and a linearizer is manually adjusted to minimize the IM product. This procedure is repeated until each of the IM products have a magnitude below a predetermined acceptable level. In a similar approach, as described in U. S. Patent No. 4,580,105 issued to Myer, a portion of the output signal is taken and combined with an input signal which has been adjusted in phase and amplitude. The signal combination isolates the distortion component, which is then adjusted in phase and gain. This isolation distortion component is then added back to the output signal by means of a coupler to eliminate the distortion component. Unfortunately, the amount of distortion reduction available using this feed forward technique is limited by the accuracy of the gain and phase adjustments.

In addition, there appears to be a problem in the number of samples realized in several basic feed forward techniques. Samples in these systems are available only at the time that the phase detector circuit detects a correlated signal. This leads to poor error signal resolution and it is this error signal that is used to cancel corresponding spurs.

Moreover, it is believed that many cellular communication base stations do not function at full capacity because of serious linearity problems in the base station's components. In addition, the need for increased capacity accompanying the expansion of cellular communications is forcing requirements for transmission standards of RF equipment to become too stringent to be met by construction of most present day amplifier circuits. Moreover, both Time Division Multiple Access (TDMA) and Code Division Multiple Access (CDMA) modulation require greater linearity and an absence of IM products that can not be routinely obtained by presently available high efficiency RF power amplifiers. Accordingly, it is clear that present correction techniques for eliminating IM products are not acceptable for evolving communications systems.

Thus, there is a need for a cancellation circuit that reduces IM products in electronic circuitry such as power amplifiers.

It would also be highly advantageous if the IM cancellation circuit were inexpensive to manufacture and highly reliable, Moreover, it would be highly advantageous if the IM cancellation could be provided in a compact and lightweight constriction.

---

【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（概要）
簡潔には、本発明により、電気回路におけるＩＭプロダクトを自動的に低減するための改良された装置及び方法が提供される。このＩＭ相殺回路は、入力搬送波信号を増幅する増幅器を使用する用途に、特に適していると思われる。
【００１１】
その最も基本的な形態においては、ＩＭプロダクト相殺回路は、入力搬送波信号をサンプリングするための第１のカプラーを備えている。該第１のカプラーは、前記入力搬送波信号のエネルギーレベルに実質的に影響を及ぼさないように、信号の一部、好ましくは入力搬送波信号から６ｄＢ低い部分を分離する。このサンプル信号は、次に、前記搬送波信号中のその意図する信号成分及びＩＭプロダクトのすべてを含む、搬送波信号の信号成分の周波数及び振幅を検出し、測定するステッピングスペクトルアナライザに供給される。該ステッピングスペクトルアナライザは、搬送波信号中の様々な信号成分の周波数及び振幅に関する情報を、プロセッサに送信する。一方、該プロセッサは、搬送波信号中の意図する信号成分の振幅及び／又は周波数又は周波数帯域の識別に関する情報を記憶する。通常、この情報は、振幅又は周波数、あるいはＴＤＭＡシステム又はＣＤＭＡシステムの場合、意図する信号成分の存在が期待される周波数帯域を識別するルックアップテーブルの形態を取っている。この方法によれば、プロセッサは、このルックアップテーブルを参照することにより、ステッピングスペクトルアナライザによって検出され、測定された信号成分が意図した信号成分であるか、あるいは意図しないＩＭプロダクトであるかを決定することができる。
【００１２】
前記ＩＭプロダクト相殺回路は、可変電圧制御発振器、可変増幅器及び可変移相器をさらに備えている。前記電圧制御発振器、増幅器及び移相器は直列に接続され、振幅及び位相を制御することができる発振器信号を生成する。電圧制御発振器、増幅器及び移相器の動作はすべて前記プロセッサによって制御される。ステッピングスペクトルアナライザ及びプロセッサがＩＭプロダクトを検出し、測定すると、プロセッサは、電圧制御発振器、増幅器及び移相器を制御し、振幅及び周波数が、検出されたＩＭプロダクトの振幅及び周波数と実質的に同一で、かつ、位相が１８０°だけシフトされた発振信号を生成する。この発振信号は、混合器のようなカプラー又は類似物によって、信号が元の搬送波信号中に再供給されると、ＩＭ相殺信号として作用する。次に、相殺信号によって意図しないＩＭプロダクトが相殺されている点を除き、意図した信号成分の元の特性のすべてが保存された元の搬送波信号が、カプラーから出力される。
【００１３】
好ましい実施の形態では、前記ＩＭ相殺回路は帰還回路を備えている。ＩＭプロダクトが相殺されると、カプラー又は類似物を用いて出力信号を分割することにより、出力搬送波信号がサンプリングされ、出力搬送波信号のサンプルが生成される。生成された出力搬送波信号のサンプルは、次に前記ステッピングスペクトルアナライザ及びプロセッサに再供給される。従ってステッピングスペクトルアナライザ及びプロセッサは、ＩＭプロダクトが相殺されたことを確証することができる。これに代わる実施の形態では、相殺信号が誤った周波数、振幅又は位相で送信されていることが決定されると、相殺信号が意図しないＩＭプロダクトを正しく相殺するまで、プロセッサによって前記電圧制御発振器、増幅器及び移相器が自動的に調整される。
【００１４】
当分野の技術者には理解されるように、前述の相殺回路は、意図しない単一のＩＭプロダクトを相殺するだけである。搬送波信号が複数の意図しないＩＭプロダクトを有している可能性がある場合は、相殺回路に複数の可変電圧制御発振器、可変増幅器及び可変移相器が設けられる。これらの電圧制御発振器、増幅器及び移相器のセットの各々はプロセッサに直列に接続され、必要に応じて複数の相殺信号が生成される。
【００１５】
別の好ましい実施の形態では、増幅器と共に、前記ＩＭプロダクト相殺信号が使用される。増幅器の出力の一部が前記ステッピングスペクトルアナライザにフォワード供給され、意図する信号成分だけでなく、あらゆるＩＭプロダクトが検出され、測定される。この情報はプロセッサに送られ、ステッピングスペクトルアナライザが受信した信号が意図した信号成分であるか、あるいは意図しないＩＭプロダクトであるかどうかが決定される。搬送波信号がＩＭプロダクトを含んでいるか否かは、受信した信号と、意図した信号成分の振幅及び／又は周波数帯域を識別するルックアップテーブルとを比較することによって決定することができる。検出した信号がルックアップテーブルにリストされていない場合、その信号はＩＭプロダクトと見做される。
【００１６】
別の実施の形態では、増幅器の入力信号は、増幅器に入力する第１成分、及び増幅器への入力信号から通常６ｄＢ低い第２成分に分離され、解析のためにステッピングスペクトルアナライザに送られる。最初に増幅器に入力される信号の周波数が、意図する信号成分として識別され、プロセッサに記憶される。意図する信号成分の周波数は、次に、増幅器から出力される信号の周波数と比較される。そして、増幅器の入力信号には存在しなかった周波数のＩＭプロダクトが現れたことが認識される。次に、プロセッサが、可変電圧制御発振器及び可変増幅器を制御し、周波数及び振幅が、識別されたＩＭプロダクトの周波数及び振幅と実質的に等しい相殺信号が生成される。該相殺信号は、ＩＭプロダクトの位相に対して１８０°位相がシフトされ、カプラー又は類似物を用いて搬送波と結合される。従って、その結果得られる搬送波信号は、ＩＭプロダクトが除去されて「浄化されて」いる。
【００１７】
更なる好ましい実施の形態では、増幅器回路は、従来のフィードフォワード修正回路を備えている。該フィードフォワード修正回路は、通常、はるかに多くの増幅器の雑音及びＩＭプロダクトを相殺する。しかし、一般的に、混合器、増幅器及び移相器などのフィードフォワード修正回路のコンポーネントは、余分のＩＭプロダクトを増幅器の出力に付加する。これらのＩＭプロダクトは、本発明によるＩＭ相殺回路を適用することによって相殺することができる。上記したように、増幅器の出力信号は、ステッピングスペクトルアナライザに入力する成分に分離される。ＩＭプロダクトは、ルックアップテーブルを用いて、又は元の増幅器入力信号の解析との比較によって、プロセッサによって検出される。次に、プロセッサが、可変制御発振器、可変増幅器及び可変移相器を制御し、周波数及び振幅が、検出されたＩＭプロダクトの周波数及び振幅と実質的に等しく、かつ、１８０°だけ位相がシフトされた相殺信号を生成する。この相殺信号は、増幅器の出力信号と混合され、意図しないＩＭプロダクトを相殺する。
【００１８】
本発明の応用に使用されるステッピングスペクトルアナライザの好ましい実施の形態は、参照によりここに組み込まれている同時係属米国特許出願第０９／３１３，４３５号に開示され、記載されている自動周波数ステッピング雑音測定試験システムに実質的に類似している。好ましい実施の形態では、ステッピングスペクトルアナライザは、周波数の調整が可能なローノイズ信号を作り出すための可変ローノイズ源を備えている。該可変ローノイズ源は、同一のローノイズ信号を出力するための２つの出力を備えているか、あるいはローノイズ信号を２つの同一のローノイズ信号に分離するための分離器に結合されている。第１のローノイズ信号は、該第１のローノイズ信号とサンプル信号からなる入力搬送波信号のその部分とを混合するカプラーに接続されている。第２のローノイズ信号は、該第２のローノイズ信号の位相を、サンプル信号と混合された前記第１のローノイズ信号に対して９０°位相外れ（直角位相）になるように調整する可変移相器に接続されている。意図する搬送波信号成分及び意図しないあらゆるＩＭプロダクトを運ぶ前記サンプル信号、及び前記第１のローノイズ信号は共にミキサーに送られ、位相調整された前記第２のローノイズ信号と混合される。ミキサーの固有の特性により、ローノイズ源信号は、前記第２のローノイズ信号を、前記第１のローノイズ信号に対して９０°位相シフトさせることにより、ミキサー出力信号中で相殺される。さらに、前記ミキサーは非線形であり、前記ローノイズ信号の周波数に対して単側波帯のみを含み、かつ、２倍の振幅を有する出力信号を作り出している。以下、「測定試験信号」と呼ぶ前記ミキサーの出力信号は、次に、可変ローノイズ整合増幅器に送られる。該可変ローノイズ整合可変ゲイン増幅器は、前記測定試験信号を増幅し、かつ、バッファとして作用している。前記整合可変ゲイン可変増幅器は、ステッピングスペクトルアナライザによるＩＭ測定を妨害しないよう、極めて小さい雑音又はＩＭプロダクトを付加するように構成されており、また、元のサンプル信号中のあらゆるＩＭプロダクトを測定するステッピングスペクトルアナライザの能力を強化するための前記測定試験信号の増幅を提供するように構成されている。
【００１９】
ローノイズ整合増幅器を通過した測定試験信号は、アナログ測定試験信号をディジタルデータに変換するアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）に送られる。変換されたディジタルデータは、次に、評価のためにプロセッサに伝送される。ステッピングスペクトルアナライザのプロセッサは、ＩＭプロダクト相殺信号を生成する可変電圧制御発振器、可変増幅器及び移相器を制御するプロセッサとは別の、独立したプロセッサであり、あるいは両プロセッサの機能を１つのプロセッサに結合することもできる。ステッピングスペクトルアナライザのプロセッサは、標準フーリエ変換、ウィンドウ化フーリエ変換、高速フーリエ変換、あるいは離散フーリエ変換を使用して、前記測定試験信号の特性を正確に測定し、該測定試験信号が何らかのＩＭプロダクトを含んでいるかどうかを決定している。これらのフーリエ変換は、当分野の技術者に知られており、ここでは詳細な考察は省略する。
【００２０】
ステッピングスペクトルアナライザのプロセッサは、複数の制御線に接続され、可変増幅器、可変ローノイズ源、可変移相器及び可変ローノイズ整合増幅器に接続されている。これらの制御接続により、プロセッサは、増幅器、ローノイズ源、移相器及び整合増幅器のレベルを自動的に設定かつ調整し、その周波数帯域中のＩＭプロダクトを識別するために、必要な全周波数帯域に渡って、様々なオフセット周波数で前記ローノイズ源を「ステップ」させることができる。ステッピングスペクトルアナライザを制御するために、プロセッサは、ＡＤＣによってディジタル化された出力を利用してシステムを較正し、増幅器、ローノイズ源及び移相器が正しいレベルに設定されることを保証している。より詳細には、プロセッサは、ＡＤＣの出力により、前記ローノイズ源が正しい周波数で前記第１及び第２のローノイズ信号を供給しているかどうかを決定することができる。また、プロセッサは、ＡＤＣの出力を評価することにより、前記移相器が、ミキサーによって受信された信号を直角位相に適切に維持していることを確認することもできる。これらのコンポーネントのいずれかが最適に機能していない場合、プロセッサは自動的に必要な調整を施し、搬送波信号中のあらゆるＩＭプロダクトの的確な検出及び測定を保証する。周波数特性がステッピングスペクトルアナライザによって検出され、測定されると、その信号情報は、相殺信号を生成する可変電圧制御発振器、可変増幅器及び可変移相器を制御するプロセッサに送られる。このプロセッサは、（前記信号情報と内部ルックアップテーブルとを比較することにより）搬送波信号が何らかの意図しないＩＭプロダクトを運んでいるかどうかを決定し、前記可変制御発振器、可変増幅器及び可変移相器を制御して、搬送波信号に混合され、意図しないＩＭプロダクトを相殺する相殺信号を生成する。
【００２１】
一実施形態においては、比較的低電力の移相器を使用可能にするために、比較的高電力の回路パスではなく比較的低電力の回路パスに移相器を設ける。
【００２２】
従って、本発明の目的は、電子回路中のＩＭプロダクトを相殺するための改良された装置及び方法を提供することである。
【００２３】
本発明の他の目的は、製造費が安く、信頼性の高い、コンパクトかつ軽量構造のＩＭ相殺回路を提供することである。
【００２４】
本発明のこれら及びその他の更なる利点は、添付の図面を参照して以下の詳細説明を読むことにより、当分野の技術者には理解されるであろう。

Summary Briefly, in accordance with the invention, I provide an improved apparatus and method for automatically reducing IM products in electrical circuits. It is believed that this IM cancellation circuit is particularly suitable for application with amplifiers that amplify an input carrier signal.

In its most basic form, the IM product cancellation circuit includes a first coupler for sampling an input carrier signal. The coupler isolates a portion of the signal, preferably 6 dB below the input carrier signal so as to not substantially affect the energy level of the input carrier signal, This sample signal is then routed to a stepping spectrum analyzer which detects and measures the frequency and amplitude of the signal components of the carrier signal including its intended components and any IM products in the carrier signal.

The transmits the information relating to the frequency and amplitude of the different signal components in the carrier signal to a processor. Meanwhile, the processor stores information relating to the identity of the amplitude and/or frequency or frequency bands of intended signal components in the carrier signal. This information is typically in the form of look-up tables which identifies the amplitude or frequency, or in the case of TDMA or CDMA systems, the frequency band where the intended signal components are expected to reside. In this manner, the processor, by referencing this look-up table, can determine whether the signal components detected and measured by the stepping spectrum analyzer are intended signal components or unintended IM products.

The IM product canceling circuit further includes a variable voltage controlled oscillator, variable amplifier and variable phase shifter. The voltage controlled oscillator, amplifier and phase shifter are connected in series for creating an oscillator signal which can be controlled in amplitude and phase. The operation of the voltage controlled oscillator, amplifier and phase shifter are all controlled by the processor.

Upon recognition and measurement of an IM product by the stepping spectrum analyzer and processor, the processor controls the voltage controlled oscillator, amplifier and phase shifter to produce an oscillating signal which is substantially identical in amplitude and frequency to a detected IM product but shifted in phase by 180. degree.. This oscillating signal acts as an IM cancellation signal as the signal is fed back into the original carrier signal by means of a coupler or the like, such as a combiner. The original carrier signal is then output from the coupler retaining all of the original characteristics of the intended signal components except that the unintended IM product is canceled by the cancellation signal.

In a preferred embodiment, the IM cancellation circuit includes a feedback circuit. After the IM product is canceled, the output carrier signal is sampled by splitting the output signal with a coupler or the like to produce a sample of the output carrier signal. This sample of the output carrier signal is routed back to, in turn, the stepping spectrum analyzer and processor. The stepping spectrum analyzer and processor are thus able to confirm that the IM product has been canceled. In the alternative, where it has been determined that the cancellation signal is being transmitted at an incorrect frequency, amplitude or phase, the voltage controlled oscillator, amplifier and phase shifter are automatically adjusted by the processor until the cancellation signal correctly cancels the unintended IM product.

As would be understood by those skilled in the art, the aforementioned described cancellation circuit would only cancel a single unintended IM product. Where the carrier signal is likely to have more than one unintended IM product, the cancellation circuit is provided with a plurality of variable voltage controlled oscillators, variable amplifiers and variable phase shifters. Each set of these voltage controlled oscillators, amplifiers and phase shifters are connected in series to the processor for creating a plurality of cancellation signals where necessary.

In an additional preferred embodiment, the IM product cancellation signal is adapted for use with an amplifier. A portion of the output from the amplifier is forwarded to the stepping spectrum analyzer for recognition and measurement of not only the intended signal components but also any IM products. This information is sent to the processor which determines whether the signals received by the stepping spectrum analyzer are intended signal components or unintended IM products. Whether the carrier signal includes IM products can be determined by comparison of the received signals to look-up tables, which identify the amplitude and/or frequency band of the intended signal components. If a detected signal is not listed in the look-up table, the signal is recognized as an IM product.

In an additional embodiment, the amplifier input signal is split with a first component going to the amplifier and a second component, typically 6 dB below the signal input to the amplifier, being sent to the stepping spectrum analyzer for analysis. The frequencies of signals originally input in the amplifier are identified as intended signal components and stored in the processor. The frequencies of the intended signal components are then compared with the frequencies of signals output from the amplifier. IM products can then be identified as appearing at frequencies not appearing in the amplifier input signal, The processor then controls the variable voltage controlled oscillator and variable amplifier to produce a cancellation signal having a frequency and amplitude substantially equal to the frequency and amplitude of the IM product. The cancellation signal is then shifted in phase 180. degree. with respect to the phase of the IM product and combined with the carrier signal by means of a coupler or the like. The resulting carrier signal is thus "cleansed"with the IM product removed.

In still an additional preferred embodiment, the amplifier circuit includes a traditional feed forward correction circuit. The feed forward correction circuit will typically cancel much of the noise and IM products of an amplifier. However, the components of the feed forward correction circuit, such as combiners, amplifiers and phase shifters, etc., typically add additional IM products to the amplifier output. These IM products can be canceled by application of the IM cancellation circuit of the present invention. As described above, the output signal from the amplifier is split with a component going to the stepping spectrum analyzer. IM products are then recognized by the processor by use of a look-up table or by comparison to an analysis of the original amplifier input signal. The processor then controls the variable controlled oscillator, variable amplifier and variable phase shifterto produce a cancellation signal substantially equal in frequency and amplitude to the IM product but shifted in phase by 180. degree.. This cancellation signal is then combined with the amplifier output signal to cancel the unintended IM product.

A preferred embodiment of the stepping spectrum analyzer for use in application with the present invention is substantially similar to the automated frequency stepping noise measurement test system disclosed and described in copending U. S. Patent Application No. 09/313, 435 which is incorporated by reference herein. In a preferred embodiment, the stepping spectrum analyzer includes a variable low noise source for producing a low noise signal having an adjustable frequency. The variable low noise source includes two outputs for outputting identical low noise signals, or is coupled to a splitter for splitting a low noise signal into two identical low noise signals. The first low noise signal is routed to a coupler that combines the first low noise signal with that portion of the input carrier signal comprising the sample signal. The second low noise signal is routed to a variable phase shifter, which adjusts the phase of the second low noise signal to be 90 degrees out of phase (in phase quadrature) with respect to the first low noise signal which has been combined with the sample signal. The sample signal, carrying the intended carrier signal components and any unintended IM products, and the first low noise signal are then sent together to a mixer where the signal is mixed with the second low noise signal which has been adjusted in phase. Due to the inherent characteristics of a mixer, the low noise source signals are canceled in the mixer output signal by having the second low noise signal shifted in phase 90 degrees with respect to the first low noise signal. Moreover, the mixer is nonlinear producing an output signal including only a single sideband with respect to the frequency of the low noise signal but having double the amplitude. The signal output from the mixer, hereinafter referred to as a "measurement test signal", is then sent to a variable low noise matching amplifier. The variable low-noise matching variable-gain amplifier both amplifies the measurement test signal and acts as a buffer. The matching variable-gain amplifier is constructed to add very low noise or IM products so as to not interfere with the IM measurements by the stepping spectrum analyzer and provides for amplification of the measurement test signal to enhance the ability of the stepping spectrum analyzer to measure any IM products in the original sample signal.

After passing through the low-noise matching amplifier, the measurement test signal is sent to an analog-to-digital converter (ADC) which converts the analog measurement test signal into digital data. The digital data is then transmitted to a processor for evaluation. The processor of the stepping spectrum analyzer may be separate and independent from the processor which controls the variable voltage controlled oscillator, variable amplifier and phase shifter which creates the IM product cancellation signal, or both processor functions may be combined in a single processor. The processor of the stepping spectrum analyzer uses standard, windowed, fast or discreet Fourier transforms to accurately measure the characteristics of the measurement test signal and whether it includes any IM products. These Fourier transforms are known to those skilled in the art and will not be discussed in detail herein.

The processor of the stepping spectrum analyzer is connected to a plurality of control lines to the variable amplifier, variable low noise source, variable phase shifter and variable low noise matching amplifier.

These control connections enable the processor to automatically set levels and make adjustments to the amplifier, low noise source, phase shifter and matching amplifier to"step"the low noise source across a desired frequency band at different offset frequencies in order to identify the IM products in that frequency band. To control the stepping spectrum analyzer, the processor takes the digitized output from the ADC to both calibrate the system and to ensure that the amplifier, low noise source and phase shifter are set to correct levels. More particularly, the output from the ADC enables the processor to determine whether the low noise source is providing the first and second low noise signals at a correct frequency. By evaluating the output from the ADC, the processor can also confirm that the phase shifters are properly maintaining the signals received by the mixer in phase quadrature. If any of these components are not functioning optimally, the processor automatically makes required adjustments to ensure proper recognition and measurement of any IM products in the carrier signal. Once the frequency characteristics are recognized and measured by the stepping spectrum analyzer, this signal information is sent to the processor which controls the variable voltage controlled oscillator, variable amplifier and variable phase shifter which produce the cancellation signal. This processor (by comparison of the signal information to internal look-up tables) determines whether the carrier signal is carrying any unintended IM products and controls the variable controlled oscillator, variable amplifier and variable phase shifter to produce a cancellation signal which is combined with the carrier signal to cancel an unintended IM product.

In one embodiment, phase shifters are provided in relatively lower-power circuit paths rather than relatively higher-power circuit paths in order to allow relatively lower-power phase shifters to be used.

It is thus an object of the present invention to provide an improved apparatus and method for canceling IM products in electronic circuitry.

It is an additional object of the present invention to provide an IM cancellation circuit which is inexpensive to manufacture, highly reliable, compact and of lightweight construction.

These and other further advantages of the present invention will be appreciated by those skilled in the art upon reading the following detailed description with reference to the attached drawings.

---

【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（詳細な説明）
本発明は様々な形態の実施の形態に改変され得るが、本発明の現在の好ましい実施の形態は、本開示が本発明の例示として考られるべきであり、示される特定の実施の形態に制限することは意図していないことを理解されることとして、図面に示され、以下に説明される。
【００２６】
図１及び図６を参照すると、本発明のＩＭプロダクト相殺回路１は、ステッピングスペクトルアナライザ９、プロセッサ１１、可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び可変移相器１７を含む。ＩＭプロダクトが相殺されることを意図された搬送波信号４は、入力３によって受信される。続いて、この搬送波信号は、カプラー５によって入力搬送波信号から通常６ｄＢ低い部分に分離され、ステッピングスペクトルアナライザ９に送られる。この信号（以下サンプル信号７と称する）は、ステッピングスペクトルアナライザ９に送られ、入力搬送波信号の信号成分の周波数及び振幅の検出及び測定のためにステッピングスペクトルアナライザ９によって解析される。搬送波信号４を含むこれらの信号成分は、意図された信号成分９１及び何らかの意図されないＩＭプロダクト９３の両方を含む（図６を参照）。ステッピングスペクトルアナライザ９が、一度、対象となる周波数帯にわたってステッピングし、その周波数帯内の搬送波入力信号の異なった信号成分の周波数及び振幅を確認すれば、この情報は、プロセッサ１１に送られる。
【００２７】
プロセッサ１１は、意図された信号が搬送波入力信号内に存在することを予想される周波数及び／又は周波数帯の識別に関した情報を保存する。意図された信号成分に関するこの情報は、振幅、周波数、又は搬送波入力信号４の意図された信号成分が位置すると意図される周波数帯を識別するルックアップテーブルの形で通常保存される。プロセッサ１１は、ルックアップテーブルに保存された情報を備えた搬送波入力信号４内の確認された信号に関して、ステッピングスペクトルアナライザ９によって供給された情報を相互参照することによって、搬送波入力信号４内に何らかの意図されないＩＭプロダクトがあるかどうかを決定することができる。簡単には、プロセッサルックアップテーブルに振幅／周波数によってリストされていない、ステッピングスペクトルアナライザ９によって識別されたいかなる信号成分も、ＩＭプロダクト９３であると決定される。
【００２８】
本発明のＩＭプロダクト相殺回路１は、プロセッサ１１を、可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び可変移相器１７に、それぞれ接続する複数の制御回線１９、２１、及び２３をさらに含む。これらの制御回線１９、２１、及び２３によって、プロセッサ１１は、可変電圧制御発振器１３及び可変増幅器１５に、検出された意図されないＩＭプロダクトに周波数及び振幅が同一な発振信号を作成するよう指示する。この発振信号は、可変移相器１７によって、搬送波入力信号４のＩＭプロダクトの位相に関して１８０度であるよう位相が調整される相殺信号２５として機能する。図７も参照すると、相殺信号２５は、続いて、出力信号２９を作成するために、第２のカプラー２７又は同様物によって本来の搬送波入力信号４と混合される。当業者には理解できるように、出力信号２９は、本来の搬送波入力信号４と同一であり、意図されないＩＭプロダクト９３が相殺信号２５によって相殺されていることを除き、意図された信号成分９１の本来の周波数及び振幅の特性の全てを保持している。
【００２９】
図２を参照すると、好ましい実施の形態において、ＩＭプロダクト相殺回路１は、フィードバック信号３３を作成する第３のカプラー３１を含む付加フィードバック回路を含む。相殺信号２５は搬送波入力信号４と混合されて相殺された後、その結果である出力信号２９は、フィードバック信号３３を作成するように、再び好ましくは出力信号２９から６ｄＢ低い出力信号２９の部分を分離するカプラー３１又は類似物によって分離される。続いて、このフィードバック信号３３は、それが、以前に検出されたＩＭプロダクトが適切に相殺されていることを確認するために、希望の周波数帯にわたって解析されるステッピングスペクトルアナライザ９に戻される。ＩＭプロダクトが適切に相殺されていない場合、プロセッサ１１は、相殺信号２５が、搬送波入力信号４のＩＭプロダクトを適切に相殺するために、適切な周波数、振幅、及び位相シフトを有することを確実にするために、可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び／又は、可変移相器１７を調整できる。
【００３０】
上記したＩＭプロダクト相殺回路１は、１つの意図されないＩＭプロダクトを相殺することのみ可能である。図３を参照すると、好ましい実施の形態において、相殺回路２５は、複数の可変電圧制御発振器１３ａ～ｃ、可変増幅器１５ａ～ｃ、及び可変移相器１７ａ～ｃを含む。可変電圧制御発振器１３ａ～ｃ、可変増幅器１５ａ～ｃ、及び可変移相器１７ａ～ｃのセットの各々は、直列に接続され、プロセッサ１１が、可変増幅器１５ａ～ｃによって振幅を、且つ可変移相器１７ａ～ｃによって位相を調整することができる複数の制御可能な発振信号を作成することを可能とするために、制御回線１９ａ～ｃ、２１ａ～ｃ、及び２３ａ～ｃによってプロセッサ１１に接続される。例えば、図３は、３つの相殺信号２５ａ～ｃを作成できる３組の可変電圧制御発振器１３ａ～ｃ、可変増幅器１５ａ～ｃ、及び可変移相器１７ａ～ｃを示す。ステッピングスペクトルアナライザ９及びプロセッサ１１が、３つのＩＭプロダクトを測定し、確認した場合、可変電圧制御発振器１３ａ～ｃ及び可変増幅器１５ａ～ｃは、ステッピングスペクトルアナライザ９及びプロセッサ１１によって確認された３つのＩＭプロダクトと同じ周波数及び振幅を有する３つの相殺信号２５ａ～ｃを作成するために調整される。続いて、これらの相殺信号２５ａ～ｃは、移相器１７ａ～ｃによって別個に位相がシフトされ、これらが相殺することを意図されるＩＭプロダクトに関して、それぞれ１８０度シフトされる。続いて、これらの相殺信号２５ａ～ｃの各々は、出力信号２９を作成するために、搬送波入力信号４に戻されて混合される。再び、出力信号２９は、３つの検出されたＩＭプロダクトが今や相殺されていることを除き、搬送波入力信号４の信号特性の全てを含む。
【００３１】
本発明のＩＭプロダクト相殺回路１は、増幅器内のＩＭプロダクトの相殺に特に適用可能であると思われる。通常、増幅器は、増幅器によって作成されたＩＭプロダクトを相殺しようとして、ある種のフィードフォワード修正回路（ＦＦＣＣ）を使用する。残念ながら、フィードフォワード修正回路は通常、増幅器自体のＩＭプロダクトを実質的に相殺するが、フィードフォワード修正回路は、移相器、可変増幅器、及び混合器などのフィードフォワード修正回路の付加コンポーネントの結果として、付加的なＩＭプロダクトを導入する。従って、これらのＩＭプロダクトは、増幅器出力信号の部分として出力される。図５を参照すると、本発明のＩＭプロダクト相殺回路１は、一次増幅器７７のＩＭプロダクトを相殺するために採用されるフィードフォワード修正回路６７のＩＭプロダクトを相殺するために使用できる。この目的のために、用語「一次増幅器」は、ＲＦ増幅器、ＩＦ増幅器、電力増幅器などのいかなる増幅器をも含むように、最も広い意味で使用されることを意図されている。フィードフォワード修正回路６７を採用する一次増幅器７７は、通常、付加的な移相器７５及び８３、可変増幅器８１、及び混合器７９及び８５を含む。入力信号６９は、カプラー７１によって分離され、この入力信号６９の第１の部分は、移相器７５によって９０度シフトされ、混合器７９に送られる。入力信号６９の大部分は、一次増幅器７７に送られ、そこで増幅される。何らかのＩＭプロダクトを含む、この増幅された信号の一部は、付加的なカプラー７２によって分離され、同じく、混合器７９に送られる。混合器７９に送られた増幅された信号の一部は、位相シフトされた入力信号７３と、混合器７９内で結合され、第１の混合器出力信号８０となる。信号６９の本来の信号成分は実質的に相殺され、その代わりに、第１の混合器出力信号８０は増幅器７７のＩＭプロダクトのみを含む。一方、増幅器出力信号は、第２の移相器８３によって１８０度位相シフトされ、第２の混合器に送られる。この位相シフトされた増幅器信号は、増幅器によって作成されたＩＭプロダクトのみを含む第１の混合器出力と混合される。この第１の混合器出力は、増幅器出力信号のＩＭプロダクトと実質的に同じ振幅を有するように、増幅器８１によって振幅が調整される。増幅器出力信号が移相器８３によって１８０度位相シフトされるため、一次増幅器のＩＭプロダクトは、出力搬送波信号４において実質的に相殺される。
【００３２】
図１、５、６、及び７を参照すると、フィードフォワード修正回路６７の成分によって作成された付加的なＩＭプロダクトを相殺するため、フィードフォワード修正回路によって出力された搬送波信号４は、カプラー５によって分割され、出力信号７の一部は、ステッピングスペクトルアナライザ９に送られる。ステッピングスペクトルアナライザ９は、搬送波信号４の意図された信号成分９１及び意図されないＩＭプロダクト９３を確認しようとして、希望の周波数帯にわたってステッピングする。上記と同様に、ステッピングスペクトルアナライザ９は、搬送波信号４で確認された、異なった信号の周波数及び振幅に関する情報を、増幅器７７の意図された出力信号の周波数に関する情報を保存する内蔵ルックアップテーブルとともに、この情報を相互参照するプロセッサ１１に送る。従って、この内蔵ルックアップテーブルにリストされていない、ステッピングスペクトルアナライザ９によってカバーされないいかなる信号も、意図されないＩＭプロダクトであると決定される。これらの意図されないＩＭプロダクト９３が確認されると、プロセッサ１１は、相殺信号２５を作成するために、可変電圧制御発振器１３及び可変増幅器１５を制御する。続いて、移相器１７は、相殺信号２５の位相を搬送波信号４のＩＭプロダクトに関して１８０度シフトし、相殺信号２５はその後、出力信号２９を作成するために戻されて搬送波信号４と混合される。相殺信号２５は、位相が１８０度シフトしているがＩＭプロダクト９３と同じ周波数及び振幅を有するため、出力信号２９は、増幅器７７によって作成された信号の意図された信号成分９１の周波数及び振幅特性の全てを含むが、意図されないＩＭプロダクト９３が相殺されている。
【００３３】
図５を参照すると、好ましい実施の形態において、入力信号６９が、増幅器７７又はフィードフォワード修正回路６７によって受信される前に、入力信号６９は、入力信号（図示せず）の部分を隔離するために、カプラー（図示せず）によって分離される。続いて、解析のために、入力信号のこの部分は、入力信号６９の意図された周波数及び振幅の特性に関する情報をプロセッサ１１に供給するためのルックアップテーブル又は類似物に保存するプロセッサ１１に、入力信号６９の周波数及び振幅成分の決定を含めてその結果を送るステッピングスペクトルアナライザ９に送られる。この情報は、増幅器７７又はフィードフォワード修正回路６７によって作成されたＩＭプロダクトのいずれも含まないため、サンプル信号７は、増幅器７７又はフィードフォワード修正回路６７によって作成された、搬送波信号４のＩＭプロダクトを識別するために、ルックアップテーブルに現在保存されている情報と比較されることができる。この情報は、今度は、相殺信号２５を作成するために、可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び可変移相器１７を制御するために使用される。
【００３４】
当業者に理解されるように、ステッピングスペクトルアナライザ９が、搬送波信号の異なった信号成分、特にいかなる意図されないＩＭプロダクトの周波数及び振幅をも決定するために、対象となる周波数帯を、素早くかつ徹底的に解析することが重要である。図４を参照すると、好ましいステッピングスペクトルアナライザ９は、可変ローノイズ源３７、可変移相器４３、及びミキサー４７を含む。可変ローノイズ源３７は、周波数及び振幅が同一の第１及び第２の調整可能な発振信号３９及び４１を生成する。第１のローノイズ信号３９は、混合されたサンプル信号／ローノイズ信号４５を生成するために、カプラー３５によって、サンプル信号７と混合される。一方、第２のローノイズ信号４１は、移相器４３によって、位相が９０度シフトされる。サンプル信号／ローノイズ信号４５及び第２のローノイズ信号４１は、ミキサー出力信号４９を生成するために、ミキサー４７で混合される。ミキサー４９の固有の特性のために、ローノイズ源信号３９及び４１は相殺され、残っている信号成分は、「搬送波からのオフセット」の形になって現われる。基本的に、ミキサー出力信号４９の信号成分は、ベースバンドに直交下方変換されている。例えば、搬送波信号として機能するローノイズ源信号３９及び４１が、５００．０００ＭＨｚで作成された場合、５００．０００ＭＨｚのサンプリング信号７の信号成分は、ミキサー出力信号４９の５０ＫＨｚの信号として現われる。このミキサー出力信号４９は、以下、「測定試験信号」と呼ぶが、測定試験信号４９の振幅を増幅するローノイズ整合増幅器５１に送られ、そのため、信号のいかなるＩＭプロダクトをも、さらに簡単に認識し、測定することができる。さらに、ローノイズ整合増幅器５１は、インピーダンスが、ミキサー４７と、ローノイズマッチング増幅器５１を介して測定試験信号４９が通過した後に測定試験信号４９を受け取るアナログ／ディジタル変換器５３との間に、最適に維持されることを確実にするためのバッファとして機能する。
【００３５】
アナログ／ディジタル変換器５３は、測定試験信号４９を受信し、先入れ先出し法でその試験信号をディジタルフォーマットに変換する。続いて、このディジタル情報は、プロセッサ５５に送られる。ステッピングスペクトルアナライザ９は、プロセッサ５５を、可変ローノイズ源３７、可変移相器５３、及びローノイズマッチング増幅器５１に、それぞれ接続する複数の制御回線５７、５９、及び６１をさらに含む。動作において、プロセッサ５５は、ミキサー４７によって受信される異なった搬送波信号を生成するように、異なったオフセット周波数において、希望の周波数帯にわたって、ローノイズ源３７及び移相器５３を調整する。通常のスペクトル解析システムは、ローノイズ源及び移相器の手動調整を必要とするが、本発明のステッピングスペクトルアナライザ９は、これらの成分の自動制御に対する用意があり、そのため、サンプル信号７の意図された信号成分及び意図されないＩＭプロダクトを、対象となる帯域幅全体にわたって確認し、測定することができる。
【００３６】
再び、図４を参照すると、プロセッサ５５に到達した後、測定試験信号４９は、スペクトルアナライザ６５に送られる。アナログ／ディジタル変換器５３によって変換され、今やディジタルフォーマットになった測定試験信号４９は、いかなる意図された信号成分、及びいかなる意図されないＩＭプロダクトの周波数、及び振幅を含むサンプル信号７の異なった周波数成分を正確に測定する離散フーリエ変換を使用して、スペクトルアナライザ６５によって解析される。続いて、この情報は、プロセッサ５５に、図１を参照すると可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び可変移相器１７を制御するプロセッサ１１に返送される。続いて、プロセッサ１１は、この情報を取り込み、内蔵ルックアップテーブルとの比較によって、周波数成分が、意図された信号成分であるか、意図されないＩＭプロダクトであるかを決定する。ＩＭプロダクトが一度決定されれば、可変電圧制御発振器１３、可変増幅器１５、及び移相器１７は、意図されないＩＭプロダクトが相殺された出力信号２９を作成するために搬送波信号４と混合される相殺信号２５を生成するために、プロセッサ１１によって、制御回線１９、２１、及び２３を介して調整される。当業者に理解されるように、プロセッサ１１及び５５は、別個のプロセッサとしても、統合された単一のプロセッサとしても構成され得る。
【００３７】
図８は、比較的低電力の移相器を使用するＩＭプロダクト相殺システム８００を示すブロック図である。このシステム８００は、図５に示すＩＭ相殺システムに多くの点で類似している。相殺システム８００において、カプラー７１は、入力信号６９を第１および第２の部分に分離する。入力信号６９の第１の部分は、可変移相器８７５の入力に供給される。可変移相器８７５の出力が、可変ゲイン増幅器８１０の入力へ供給される。可変ゲイン増幅器８１０の出力が、混合器７９の第１の入力へ供給される。入力信号６９の第２の部分は、一次増幅器７７の入力へ供給され、よって増幅される。一次増幅器７７の出力が、カプラー７２から、混合器８５の第１の入力へ供給される。カプラー７２は、増幅器７７により生成されたＩＭプロダクトを含む、増幅された信号の一部分を、混合器７９の第２の入力へ供給する。混合器７９の出力は、第１の混合器出力信号８０である。
【００３８】
第１の混合器出力信号８０は、可変移相器８８６の入力へ供給される。可変移相器８８６の出力が、可変ゲイン増幅器８１の入力へ供給される。可変ゲイン増幅器８１の出力が、相殺信号８２５である。相殺信号８２５は、混合器８５の第２の入力へ供給される。混合器８５の出力が、信号４であり、信号４は、カプラー５からカプラー２７に供給される。カプラー２７の出力が、出力信号２９である。混合器は、２つまたはそれ以上の信号を混合して、２つの入力信号のベクトル和である出力信号を作り出す。したがって、混合器は、加算器、カプラー等として機能させることができる。
【００３９】
カプラー５は、出力信号４の比較的小さい部分をスペクトルアナライザ９の入力へ混合する。スペクトルアナライザ９の出力が、プロセッサ１１の入力へ供給される。
【００４０】
ＶＣＯ１３の出力が、調整可能なゲイン増幅器１５の入力へ供給される。調整可能なゲイン増幅器１５の出力が、可変移相器１７の入力へ供給される。可変移相器１７の出力が、カプラー２７に供給されて、カプラー５の出力と混合される。カプラー２７の出力は、出力信号２９である。制御出力によって、プロセッサ１１は、可変移相器８７５、８８６および１７の位相、可変ゲイン増幅器８１および１５のゲイン、並びにＶＣＯ１３の周波数を制御する。
【００４１】
可変ゲイン増幅器８１０、８１および／または１５が、１未満、１、または１を超えるゲインを持ち得ることを、当業者は理解するだろう。希望信号レベルを作り出すために１を超えるゲインが必要でない時には、可変ゲイン増幅器８１０、８１および／または１５を可変減衰器に交換可能であることを、当業者はまた理解するだろう。可変移相器８７５および可変ゲイン増幅器８１０はともに、可変振幅位相モジュール８２０を形成する。可変移相器８８６および可変ゲイン増幅器８１はともに、可変振幅位相モジュール８２１を形成する。可変移相器１７および可変ゲイン増幅器１５はともに、可変振幅位相モジュール８２３を形成する。可変振幅位相モジュール８２０～８２３における移相器および増幅器の順番を逆にすることができることを、当業者はまた理解するだろう。
【００４２】
本システム８００は、図５に示したＩＭ相殺回路のシステムと同様に作動する。スペクトルアナライザ９は、信号４の一部分を受信する。信号４は、希望成分および非希望成分（例えば、ＩＭプロダクト）を含む。スペクトルアナライザは、信号４を解析し、周波数、位相、および振幅により希望成分と非希望成分とを識別する。信号成分の周波数、位相、および振幅についての情報が、プロセッサ１１に供給される。プロセッサ１１は、可変移相器８７５の位相を調整して、その結果、混合器７９の第１の入力へ供給される信号の位相が、混合器７９の第２の入力に供給される信号に対して約１８０度ずれる。
【００４３】
プロセッサ１１は、可変ゲイン増幅器８１０のゲインを調整して、その結果、混合器７９の第１の入力へ供給される信号が、混合器７９の第２の入力へ供給される信号とほぼ同じ振幅を有する。混合器７９の第１の入力へ供給される信号は、希望信号成分を含むが、増幅器７７により生成されたＩＭプロダクトは含まない。混合器７９の第２の入力へ供給される信号は、希望信号成分と非希望信号成分とを含む。混合器７９の２つの入力における信号は、位相が約１８０度ずれているので、第１の混合器出力信号８０は、増幅器７７により生成されたＩＭプロダクト（希望信号成分に対応し、比較的小さく望ましくない残留部分を有する）を本来含むエラー信号である。可変ゲイン増幅器８１０は、任意のものである。可変ゲイン増幅器８１０によって、混合器７９の第１の入力に供給される信号のよりよい制御が可能となる。可変ゲイン増幅器８１０のゲインを適切に調整することは、エラー信号の残留部分の振幅を低減することに役立つ。可変ゲイン増幅器のゲインは、図８に示すプロセッサ１１により制御可能であるか、または手動で調節可能である。
【００４４】
プロセッサ１１は、可変移相器８８６および可変ゲイン増幅器８１を調節することによって、信号８２５の位相および振幅を調整する。信号８２５の位相は、増幅器７７の出力におけるＩＭプロダクトの位相に対して約１８０度ずれるように調整される。信号８２５の振幅は、増幅器７７の出力のＩＭプロダクトの振幅とほぼ等しくなるように調整される。混合器８５は、増幅器７７の出力と相殺信号８２５とを混合して、（増幅器出力信号のＩＭプロダクトと相殺信号８２５とを１８０度相違させることによって）ＩＭプロダクトを減少させた出力信号４を作り出す。一実施形態では、ＩＭプロダクトは、最小二乗平均の観点で減少する。一実施形態では、ＩＭプロダクトは、最小パワースペクトル密度の観点で減少する。一実施形態では、ＩＭプロダクトは、ピークサーチの観点で減少し、その場合、最悪のＩＭプロダクトスペクトルピークが、検出され、プロセッサが、相殺信号を調整して、このようなピークの最悪のピークを減少させる。
【００４５】
本システム８００においては、比較的高電力の移相器８３が省略され、比較的低電力の移相器８８６が増幅器８１の入力において比較的低電力の信号経路内へ挿入されている。一次増幅器７７により生成されたＩＭプロダクトは、一部が、相殺信号８２５と一次増幅器７７の出力とを混合することによって、相殺される。相殺は、増幅器７７の出力の非希望成分に対して１８０度位相が異なる（が振幅および周波数は同様である）信号８２５内の生成信号成分に基づく。したがって、それは、混合器８５の第１の入力におけるＩＭ信号成分と、問題にしている混合器８５の第２の入力におけるＩＭ信号成分との相対位相であって、混合器８５の入力における絶対位相ではない。混合器８５の２つの入力の相対位相は、混合器８５のいずれの入力においても移相器により調節可能である。移相器８３に対する移相器８６の利点は、移相器８６では、比較的低電力の信号８０しか処理する必要がないことであり、それに対して、移相器８３では、増幅器７７のフル出力電力を処理可能でなければならない。比較的低電力の移相器８８６は、比較的高電力の移相器８３よりも、一般的に、高価ではなく小型で軽量であり、精密である。
【００４６】
相殺信号８２５は、多くの周波数のＩＭプロダクトを相殺可能な比較的広帯域の相殺信号である。プロセッサ１１はまた、ＶＣＯ１３の周波数、増幅器１５のゲイン、および移相器１７の位相を調整して、所望の周波数、振幅、および位相を有する比較的狭帯域の相殺信号２５を生成可能である。信号２５の周波数および振幅は、特定の周波数または比較的狭い周波数帯において信号４の非希望ＩＭ成分の周波数および振幅と実質的に等しい。信号２５の位相は、実質的に信号４の非希望ＩＭ成分に対して１８０度位相がずれている。相殺信号２５は、信号４と混合されて、出力信号を生成し、そこでは、信号４の非希望ＩＭ成分の振幅は減少している。したがって、相殺信号２５は、他のＩＭプロダクトに対して強力であるために、相殺信号８２５により十分相殺されなかった特定のＩＭプロダクト（例えば、スペクトルスパー）を処理するのに有用である。
【００４７】
図３に示すように、ＶＣＯ１３、可変ゲイン増幅器１５、および可変移相器１７は、他の非希望ＩＭプロダクトを相殺するのに必要な数だけ複製することができる。
【００４８】
図９は、図８に示したＩＭ相殺回路と同様のＩＭ相殺回路を示しており、このＩＭ相殺回路では、可変移相器８８６が、取り外されて（図５に示すように）増幅器７７の出力と混合器８５の第２の入力との間に接続した移相器８３と交換されている。プロセッサ１１は、可変移相器８７５、８３および１７の位相、増幅器８１０、８１および１５のゲイン、およびＶＣＯ１３の周波数を調節する。図９におけるＩＭ相殺回路の動作は、ＩＭ相殺回路８００の動作と同様であり、可変移相器８３によって、混合器８５の２つの入力に供給されるＩＭプロダクト同士の間の位相を１８０度ずらすことができる。
【００４９】
本発明は、ＲＦ信号のＩＭプロダクト相殺に関して説明された。本発明がＲＦシステムに特に関連があると考えられるため、この説明が行なわれた。ＩＭプロダクト相殺システムは、通信システム、レーダーシステム、衛星システムなどを含めた多くの増幅器システムにおいて使用可能である。しかし、本発明は、無線周波数スペクトルに限ることを意図せず、光ファイバ及びレーザなどの赤外線、可視光線、紫外線、及びＸ線を含めた無線周波数スペクトルを超えた応用をも含むことを意図している。
【００５０】
いくつかの実施形態に関して本発明を説明してきたが、当業者に明白な他の実施形態もまた、本発明の範囲内にある。本発明の精神および範囲から逸脱せずに種々の変更および変形を行うことができる。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲により定められる。

Detailed Description While the present invention is susceptible of embodiment in various forms, there is shown in the drawings and will hereinafter be described the presently preferred embodiments of the invention with the understanding that the present disclosure is to be considered as an exemplification of the invention and is not intended to limit the invention to the specific embodiments illustrated.

With reference to FIGS. 1 & 6, the IM product cancellation circuit 1 of the present invention includes a stepping spectrum analyzer 9, a processor 11, a variable voltage controlled oscillator 13, variable amplifier 15 and variable phase shifter 17. A carrier signal 4 which is intended to have its IM products canceled is received by an input 3. The carrier signal is then split by a coupler 5 with a portion, typically 6 dB below the input carrier signal, being sent to the stepping spectrum analyzer 9. The signal sent to the stepping spectrum analyzer 9, hereinafter referred to as a sample signal 7, is analyzed by the stepping spectrum analyzer 9 for detection and measurement of the frequency and amplitude of signal components in the input carrier signal. These signal components which comprise the carrier signal 4 include both intended signal components 91 and any unintended IM products 93 (See FIG. 6). Once the stepping spectrum analyzer 9 has stepped across a frequency band of interest and recognized the frequency and amplitude of the different signal components of the carrier input signal within that frequency band, this information is sent to the processor 11.

The processor 11 stores information relating to the identity of the frequency and/or frequency bands within which the intended signal or signals are expected to reside within the carrier input signal. This information relating to the intended signal components is typically stored in the form of look-up tables which identifies the amplitude or frequency or frequency band where the intended signal components of the carrier input signal 4 are intended to be located within. The processor 11, by cross referencing the information provided by the stepping spectrum analyzer 9 relating to recognized signals in the carrier input signal 4 with the information stored in the look-up table, can determine whether there are any unintended IM products within the carrier input signal 4. Simply, any signal components identified by the stepping spectrum analyzer 9 which are not listed by amplitude frequency in the processor look-up table are determined to be IM products 93.

The IM product cancellation circuit 1 of the present invention further includes a plurality of control lines 19,21 and 23 which connect the processor 11 with the variable voltage controlled oscillator 13, variable amplifier 15 and variable phase shifter 17, respectively. By means of these control lines 19, 21 and 23, the processor 11 instructs the variable voltage controlled oscillator 13 and variable amplifier 15 to create an oscillating signal which is identical in frequency and amplitude to a detected unintended IM product. This oscillating signal acts as a cancellation signal 25 which is adjusted in phase by the variable phase shifter 17 to be 180. degree. with respect to the phase of the IM product in the carrier input signal 4. With reference also to FIG. 7, the cancellation signal 25 is then combined with the original carrier input signal 4 by a second coupler 27 or the like to create an output signal 29. As would be understood by those skilled in the art, the output signal 29 is identical to the original carrier input signal 4, retaining all of its original frequency and amplitude characteristics of the intended signal components 91, except that the unintended IM product 93 has been canceled by the cancellation signal 25.

With reference to FIG. 2, in a preferred embodiment, the IM product cancellation signal 1 includes an additional feedback circuit which includes a third coupler 31 creating a feedback signal 33. After the IM product is canceled by combining the cancellation signal 25 with the carrier input signal 4, the resulting output signal 29 is split by a coupler 31 or the like which isolates a portion of the output signal 29, again preferably 6 dB below the output signal 29 so as to create feedback signal 33. The feedback signal 33 is then routed back to the stepping spectrum analyzer 9 wherein it is analyzed across the desired frequency band to confirm that the previously detected IM product has been properly canceled. Where the IM product has not been properly canceled, the processor 11 can adjust the variable voltage controlled oscillator 13, variable amplifier 15 and/or variable phase shifter 17 to ensure that the cancellation signal 25 has the proper frequency, amplitude and phase shift to properly cancel the IM product in the carrier input signal 4.

The previously described IM product cancellation circuit 1 is only capable of canceling a single unintended IM product. With reference to FIG. 3, in a preferred embodiment, the cancellation circuit 25 includes a plurality of variable voltage controlled oscillators 13a-c, variable amplifiers 15a-c and variable phase shifters 17a-c. Each set of variable voltage controlled oscillators 13a-c, variable amplifiers 15a-c and phase shifters 17a-c are connected in series and connected to the processor 11 by control lines 19a-c, 21a-c and 23a-c for enabling the processor 11 to create a plurality of controllable oscillating signals which can be adjusted in amplitude by the variable amplifiers 15a-c and phase by the variable phase shifters 17a-c. For example, FIG. 3 shows three (3) sets of variable controlled oscillators 13a-c, variable amplifiers 15a-c and variable phase shifters 17a-c which are capable of producing three (3) cancellation signals 25a-c. Where the stepping spectrum analyzer 9 and processor 11 have measured and recognized three (3) IM products, the variable voltage controlled oscillators 13a-c and variable amplifier 15a-c are adjusted to produce three (3) cancellation signals 25a-c having the same frequency and amplitude as the three IM products recognized by the stepping spectrum analyzer 9 and processor 11. These cancellation signals 25a-c are then individually shifted in phase by phase shifters 17a-c so that they are each shifted 180. degree. with respect to the IM product with which they are intended to cancel. Each of these cancellation signals 25a-c are then coupled back to the carrier input signal 4 to create an output signal 29. Again, the output signal 29 includes all of the signal characteristics of the carrier input signal 4 except that the three (3) detected IM products have now been canceled.

The IM product cancellation circuit 1 of the present invention is believed to be particularly applicable to the cancellation of IM products in amplifiers. Typically, amplifiers use some sort of Feed Forward Correction Circuit (FFCC) in an effort to cancel the IM products created by an amplifier. Unfortunately, though a feed forward correction circuit often substantially cancels the IM products of the amplifier itself, the feed forward correction circuit introduces additional IM products as a result of the additional components of the feed forward correction circuit, such as phase shifters, variable amplifiers and combiners. These IM products are then output as part of the amplifier output signal. With reference to FIG. 5, the IM product cancellation circuit 1 of the present invention can be used to cancel the IM products of a feed forward correction circuit 67 employed to cancel the IM products of a primary amplifier 77. For purposes herein, the term"primary amplifier"is intended to be used in the broadest sense to include any amplifiers, such as RF amplifiers, IF amplifiers, power amplifiers, etc. A primary amplifier 77 employing a feed forward correction circuit 67 typically includes additional phase shifters 75 and 83, a variable amplifier 81 and combiners 79 and 85. An input signal 69 is split by a coupler 71 with a first portion of the input signal 69 being shifted 190 degrees by phase shifter 75 and sent to a combiner 79. The predominant portion of the input signal 69 is routed to the primary amplifier 77 and amplified accordingly. A portion of this amplified signal, including any IM products, is isolated by an additional coupler 72 and also sent to combiner 79. The portion of the amplified signal which is sent to the combiner 79 is combined with the phase shifted input signal 73 in the combiner 79 which results in a first combiner output signal 80. The original signal components of signal 69 are substantially canceled and instead the first combiner output signal 80 includes only the IM products of the amplifier 77. Meanwhile, the amplifier output signal is phase shifted by 180. degree. by the second phase shifter 83 and sent to a second combiner 85. This phase shifted amplifier signal is mixed with the first combiner output, which includes only the IM products created by the amplifier. This first combiner output is adjusted in amplification by amplifier 81 to have substantially the same amplitude as the IM products of the amplifier output signal. Because the amplifier output signal has been phase shifted by 180. degree. by the phase shifter 83, the IM products of the primary amplifier are substantially canceled in output carrier signal 4.

With reference to FIGS. 1,5,6 & 7, in order to cancel the additional IM products created by the components of feed forward correction circuit 67, the carrier signal 4, output by the feed forward correction circuit, is split by a coupler 5 with a portion of the output signal 7 being sent to the stepping spectrum analyzer 9. The stepping spectrum analyzer 9 steps across a desired frequency band in an effort to recognize the intended signal components 91 and unintended IM products 93 of the carrier signal 4. In similar manner to as described above, the stepping spectrum analyzer 9 forwards the information regarding the frequency and amplitude of the different signals that were recognized in the carrier signal 4 to the processor 11 which cross references this information with an internal look-up table which stores information regarding the frequency of the intended output signals of the amplifier 77. Any signals uncovered by the stepping spectrum analyzer 9 which are not listed in this internal look-up table are thus determined to be unintended IM products. Upon recognition of these unintended IM products 93, the processor 11 controls the variable voltage controlled oscillator 13 and variable amplifier 15 to create a cancellation signal 25. The phase shifter 17 then shifts the phase of the cancellation signal 25 by 180. degree. with respect to the IM products of the carrier signal 4 and the cancellation signal 25 is thereafter combined back with the carrier signal 4 to create an output signal 29.

Because the cancellation signal 25 has the same frequency and amplitude as the IM products 93 but a shift of phase of 180. degree., the output signal 29 includes all of the frequency and amplitude characteristics of the intended signal components 91 of the signal created by the amplifier 77 but the unintended IM products 93 have been canceled.

With reference to FIG. 5, in an additional preferred embodiment, prior to the input signal 69 being received by the amplifier 77 or the feed forward correction circuit 67, the input signal 69 is split by a coupler (not shown) for isolating a portion of the input signal (not shown). This portion of the input signal is then forwarded to the stepping spectrum analyzer 9 for analysis which forwards the results, including determination of frequency and amplitude components of input signal 69, to the processor 11 which stores this information in look-up tables or the like to provide the processor 11 with information relating to the intended frequency and amplitude characteristics of the input signal 69. Since this information does not include any of the IM products created by the amplifier 77 or feed forward correction circuit 67, the sample signal 7 can be compared with the information now stored in the look-up table to identify the IM products of the carrier signal 4 which were created by the amplifier 77 or feed forward correction circuit 67. This information can, in turn, be used to control the variable voltage controlled oscillator 13, variable amplifier 15 and variable phase shifter 17 to create a cancellation signal 25.

As would be understood by those skilled in the art, it is important that the stepping spectrum analyzer 9 quickly and thoroughly analyze a frequency band of interest to determine the frequency and amplitude of the different signal components of a carrier signal, particularly any unintended IM products. Referring to FIG. 4, a preferred stepping spectrum analyzer 9 includes a variable low noise source 37, variable phase shifter 43 and mixer 47. The variable low noise source 37 creates first and second adjustable oscillating signals 39 and 41 which are identical in frequency and amplitude. The first low noise signal 39 is combined with the sample signal 7 by a coupler 35 to create a combined sample signal/low noise signal 45. Meanwhile, the second low noise signal 41 is shifted in phase by 90 degrees by a phase shifter 43. The sample signal/low noise signal 45 and second low noise signal 41 are combined in a mixer 47 to create a mixer output signal 49. Due to the inherent characteristics of the mixer 49, the low noise source signals 39 and 41 are canceled and the remaining signal components appear in the form of"offset-from-carrier". Basically, the signal components in the mixer output signal 49 have been quadrature downconverted to baseband. For example, if the low noise source signals 39 and 41, acting as carrier signals are produced at 500.000 MHz, then a signal component in the sampling signal 7 of 500.050 MHz would appear as a signal of 50 kHz in the mixer output signal 49. This mixer output signal 49, hereinafter referred to as a measurement test signal, is sent to a low noise matching amplifier 51 which amplifies the magnitude of the measurement test signal 49 so that any IM products in the signal can be more easily recognized and measured. Moreover, the low noise matching amplifier 51 acts as a buffer to ensure that the impedance is optimally maintained between the mixer 47 and an analog-to-digital converter 53 which receives the measurement test signal 49 after it has passed through the low noise matching amplifier 51.

The analog-to-digital converter 53 receives the measurement test signal 49 and converts the test signal in a first-in, first-out manner into a digital format. This digital information is then forwarded to a processor 55. The stepping spectrum analyzer 9 further includes a plurality of control lines 57,59 and 61 which connect the processor 55 to the variable low noise source 37, variable phase shifter 53 and low noise matching amplifier 51, respectively. In operation, the processor 55 adjusts the low noise source 37 and phase shifter 53 across a desired frequency band at different offset frequencies so as to produce different carrier signals which are received by the mixer 47. Though typical spectrum analyzing systems require manual adjustments of a low noise source and phase shifter, the stepping spectrum analyzer 9 of the present invention provides for automatic control of these components so that the intended signal components and unintended IM products of the sample signal 7 can be recognized and measured across an entire bandwidth of interest.

Still with reference to FIG. 4, after reaching the processor 55, the measurement test signal 49 is routed to a spectrum analyzer 65. The measurement test signal 49, now in digital format as converted by the analog-to-digital converter 53, is analyzed by the spectrum analyzer 65 using discreet Fourier transforms that accurately measure the different frequency components of the sample signal 7 including the frequency and amplitude of any intended signal components and any unintended IM products. This information is then sent back to the processor 55 and, with reference to FIG. 1, to the processor 11 which controls the variable voltage controlled oscillator 13, variable amplifier 15 and variable phase shifter 17. The processor 11 then takes this information and determines whether the frequency components are intended signal components or unintended IM products by comparison to an internal look-up table. Once the IM products have been defined, the variable controlled oscillators 13, variable amplifiers 15 and phase shifters 17 are adjusted through control links 19,21 and 23 by the processor 11 to create cancellation signal 25 which is combined with carrier signal 4 to create an output signal 29 having an unintended IM product being canceled. As would be understood by those skilled in the art, processors 11 and 15 may be constructed as separate processors or combined in a single processor.

FIG. 8 is a block diagram showing an IM product cancellation system 800 that uses relatively lower- power phase shifters. The system 800 is similar in many respects to the IM cancellation system shown in Figure 5. In the cancellation system 800, the coupler 71 splits the input signal 69 into first and second portions.

The first portion of the input signal 69 is provided to an input of a variable phase shifter 875. An output of the variable phase shifter 875 is provided to an input of a variable-gain amplifier 810. An output of the variable- gain amplifier 810 is provided to a first input of the combiner 79. The second portion of the input signal 69 is provided to an input of the primary amplifier 77 and amplified accordingly. An output of the primary amplifier 77 is provided through the coupler 72 to a first input of the combiner 85. The coupler 72 provides a portion of the amplified signal, including any IM products created by the amplifier 77, to a second input of the combiner 79.

The output of the combiner 79 is a first combiner output signal 80.

The first combiner output signal 80 is provided to an input of a variable phase shifter 886. An output of the variable phase shifter 886 is provided to an input of the variable-gain amplifier 81. An output of the variable-gain amplifier 81 is a cancellation signal 825. The cancellation signal 825 is provided to the second input of the combiner 85. An output of the combiner 85 is the signal 4 that is provided through the coupler 5 to the coupler 27. An output of the coupler 27 is the output signal 29. The combiners combine two or more signals to produce an output signal that is the vector sum of the two input signal. Thus, the combiners can be implemented as adders, couplers, etc.

The coupler 5 couples a relatively small portion of the output signal 4 to an input of the spectrum analyzer 9. An output of the spectrum analyzer 9 is provided to an input of the processor 11.

An output of the VCO 13 is provided to an input of the adjustable-gain amplifier 15. An output of the adjustable-gain amplifier 15 is provided to an input of the variable phase shifter 17. An output of the variable phase shifter 17, is provided to the coupler 27 to be combined with the output of the coupler 5. The output of the coupler 27 is the output signal 29. Through control outputs, the processor 11 controls the phase of the variable phase shifters 875,886 and 17, the gain of the variable-gain amplifiers 81 and 15, and the frequency of the VCO 13.

One of ordinary skill in the art will recognize that the variable gain amplifiers 810,81 and/or 15 can have a gain that is less than unity, unity, or greater than unity. One of ordinary skill in the art will also recognize that the variable gain amplifiers 810,81 and/or 15 can be replaced by variable attenuators when a gain greater than unity is not needed to produce the desired signal levels. The variable phase shifter 875 and the variable gain amplifier 810 together form a variable amplitude-phase module 821. The variable phase shifter 886 and the variable gain amplifier 825 together form a variable amplitude-phase module 822. The variable phase shifter 17 and the variable gain amplifier 15 together form a variable amplitude-phase module 823. One of ordinary skill in the art will also recognize that the order of the phase shifter and amplifier in the variable amplitude-phase modules 821-823 can be reversed.

The system 800 operates in a manner similar to that of the IM cancellation circuit shown in Figure 5.

The spectrum analyzer 9 receives a portion of the signal 4. The signal 4 contains desired components and. undesired components (e. g., IM products). The spectrum analyzer analyzes the signal 4 and identifies the desired and undesired components by frequency, phase, and amplitude. Information on the frequency, phase, and amplitude of the signal components is provided to the processor 11. The processor 11 adjusts the phase of the variable phase shifter 875 such that the signal provided to the first input of the combiner 79 is approximately 180 degrees out of phase with respect to the signal provided to the second input of the combiner 79.

The processor 11 adjusts the gain of the variable-gain amplifier 810 such that the signal provided to the first input of the combiner 79 has approximately the same amplitude as the signal provided to the second input of the combiner 79. The signal provided to the first input of the combiner 79 includes the desired signal components but does not include IM products generated by the amplifier 77. The signal provided to the second input of the combiner 79 includes the desired signal components and the undesired signal components. Since the signals at the two inputs of the combiner 79 are approximately 180 degrees out of phase, the first combiner output signal 80 is an error signal that contains, primarily, IM products generated by the amplifier 77 (with a relatively small, and unwanted, residual portion that corresponds to the desired signal components). The variable-gain amplifier 810 is optional. The variable-gain amplifier 810 allow better control of the signal provided to the first input of the combiner 79. Proper adjustment of the gain of the variable-gain amplifier 810 helps to reduce the amplitude of the residual portion of the error signal. The gain of the variable- gain amplifier can be controlled by the processor 11 as shown in Figure 8, or can be set manually.

By controlling the variable phase shifter 886 and the variable gain amplifier 81, the processor 11 adjusts the phase and amplitude of the signal 825. The phase of the signal 825 is adjusted so that it is approximately 180 degrees out of phase with respect to the phase of the IM products in the output of the amplifier 77. The amplitude of the signal 825 is adjusted so that it is approximately equal to the amplitude of the IM products in the output of the amplifier 77. The combiner 85 combines the output of the amplifier 77 with the cancellation signal 825 to produce the output signal 4 having reduced IM products (owing to the 180 degree difference in the IM products of the amplifier output signal and the cancellation signal 825. In one embodiment, the IM products are reduced in a least mean square sense. In one embodiment, the IM products are reduced in a minimum power spectral density sense. In one embodiment, the IM products are reduced in a peak search sense, where the worst IM product spectral peaks are found and the processor adjusts the cancellation signal to reduce the worst of such peaks.

In the system 800, the relatively higher power phase shifter 83 is omitted, and a relatively lower power phase shifter 86 is inserted into the relatively lower-power signal path at the input of the amplifier 81.

The IM products produced by the primary amplifier 77 are canceled, in part, by combining the cancellation signal 825 with the output of the primary amplifier 77. The cancellation is based on producing signal components in the signal 825 that are 180 degrees out of phase (but similar in amplitude and frequency) with respect to the undesired components of the output of the amplifier 77. Thus it is the relative phase of the IM signal components at the first input of the combiner 85 and the IM signal components at the second input of the combiner 85 that matters, not the absolute phase at the inputs of the combiner 85. The relative phase of the two inputs of the combiner 85 can be controlled by a phase shifter in either input of the combiner 85. The advantage of the phase shifter 86 over the phase shifter 83 is that the phase shifter 86 need only handle the relatively lower-power signal 80, whereas, the phase shifter 83 must be able the handle the full output power of the amplifier 77. The relatively lower power phase shifter 83 is typically less expensive, smaller, lighter, and more accurate than the relatively higher power phase shifter 83.

The cancellation signal 825 is a relatively broadband cancellation signal that can cancel IM products at many frequencies. The processor 11 also adjust the frequency of the VCO 13, the gain of the amplifier 15, and the phase of the phase shifter 17 to produce a relatively narrow-band cancellation signal 25 that has a desired frequency, amplitude, and phase. The frequency and amplitude of the signal 25 will be substantially equal to the frequency and amplitude of an unwanted IM component of the signal 4 at a specific frequency or relatively narrow-frequency band. The phase of the signal 25 will be substantially 180 degrees out of phase with respect to the unwanted IM component of the signal 4. The cancellation signal 25 is combined with the signal 4 to produce an output signal where the amplitude of the unwanted IM component of the signal 4 is reduced. Thus, the cancellation signal 25 is useful for dealing with specific IM products (e. g., spectral spurs) that, owing to their strength relative to other IM products, are not fully cancelled by the cancellation signal 825.

As shown in Figure 3, the VCO 13, the variable-gain amplifier 15, and the variable phase shifter 17 can be replicated as many times as necessary to cancel other unwanted IM products.

Figure 9 shows an IM cancellation circuit similar to that shown in Figure 8, except that the variable phase shifter 886 is removed and replaced by the phase shifter 83 connected between the output of the amplifier 77 and the second input of the combiner 85 (as in Figure 5). The processor 11 controls the phase of the variable phase shifters 875,83, and 17, the gain of the amplifiers 810,81, and 15, and the frequency of the VCO 13. Operation of the IM cancellation circuit in Figure 9 is similar to the operation of the IM cancellation circuit 800, with the 180 degree phase shift between the IM products provided to the two inputs of the combiner 85 is provided by the variable phase shifter 83.

The present invention has been described with reference to canceling IM products in RF signals. This description has been made because the present invention is considered to have particular relevance to RF systems. The IM product cancellation system can be used in many amplifier systems including communication systems, radar systems, satellite systems, and the like. However, the present invention is not intended to be limited to the radio frequency spectrum but is intended to include applications above the radio frequency spectrum including applications in the infrared, visible light, ultra-violet and x-ray spectrum such as fiber-optics and lasers.

Although this invention has been described in terms of certain embodiments, other embodiments apparent to those of ordinary skill in the art also are within the scope of this invention. Various changes and modifications may be made without departing from the spirit and scope of the invention. Accordingly, the scope of the invention is defined by the claims that follow.

「特表2005-518686およびWO2003001659より引用」